相位噪聲測(cè)量數(shù)字調(diào)頻參考源的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

張士峰　劉亮　劉青松　楊東營(yíng)　王令

【摘 要】本文設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了用于相位噪聲測(cè)量可數(shù)字調(diào)頻的參考源。分析了鎖相頻率合成相位噪聲的影響因素及鎖相環(huán)調(diào)頻的理論依據(jù)，給出了參考源合成方案。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果：頻率覆蓋范圍3～6GHz，3GHz時(shí)10kHz頻偏處的相位噪聲約為-131dBc/Hz，6GHz時(shí)10kHz頻偏處的相位噪聲約為-126dBc/Hz，最大調(diào)頻頻偏100kHz，具有較高的工程實(shí)用價(jià)值。

【關(guān)鍵詞】相位噪聲；頻率合成；參考源；調(diào)頻

Study and Realization of Digital FM Reference Source for Phase Noise Measure

ZHANG Shi-feng LIU Liang LIU Qing-song YANG Dong-ying WANG Ling

（The 41st Research Institute of CETC，Chengdu Sichuan 610081，China）

【Abstract】The issue aims at the Study and realization of digital FM reference source for phase noise measure. Analyzes the factor of affect the phase noise of PLL frequency synthesizer， and the theory about PLL FM， introduces schematic design of frequency synthesize. The experimental results： The frequency range is 3～6GHz， The phase noise level is -131dBc/Hz@10kHz with output frequency of 3 GHz； The phase noise level is -126dBc/Hz@10kHz with output frequency of 6 GHz， The maximum offset of FM is 100kHz. It has a high engineering practical value.

【Key words】Phase noise； Frequency synthesize； Reference source；FM

0 引言

在相位噪聲測(cè)量領(lǐng)域，鑒頻/鑒相法具有較高的相位噪聲測(cè)量靈敏度和測(cè)量準(zhǔn)確度，能夠提供較寬的相位噪聲分析頻偏范圍，是目前相位噪聲測(cè)試領(lǐng)域廣泛采用的一種相位噪聲測(cè)量方法。如圖1所示，它需要提供一個(gè)超低噪聲可調(diào)諧參考信號(hào)源，利用數(shù)字鎖相技術(shù)，通過(guò)鑒頻/鑒相器將被測(cè)信號(hào)與參考信號(hào)之間的相位差轉(zhuǎn)換成電壓，對(duì)電壓信號(hào)進(jìn)行基帶分析得出被測(cè)信號(hào)的相位噪聲[1]。

圖1 鑒頻/鑒相法相位噪聲測(cè)量示意圖

鑒頻/鑒相法進(jìn)行相位噪聲測(cè)量對(duì)參考源具有較高的要求，除了具有超低的相位噪聲外還需要具備數(shù)字調(diào)頻功能。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，需要為相位噪聲測(cè)試儀設(shè)計(jì)參考源，要求輸出頻率范圍3～6GHz，相位噪聲在3GHz左右10kHz頻偏處要小于-127dBc/Hz，具備數(shù)字調(diào)諧功能，最大頻偏50kHz。本文將介紹一種用于相位噪聲測(cè)量可進(jìn)行數(shù)字調(diào)頻參考源的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)方法。

1 頻率合成技術(shù)分析

1.1 頻率合成相位噪聲分析

頻率合成的實(shí)現(xiàn)方式多種多樣，但本質(zhì)上都是以某個(gè)高指標(biāo)參考頻率為基準(zhǔn)，在它的基礎(chǔ)上進(jìn)行分頻、倍頻、混頻等操作，從而生成頻帶更寬的信號(hào)。目前，合成寬帶微波頻率信號(hào)常用的方法是鎖相環(huán)，主要有分頻式反饋及諧波或基波混頻式反饋的鎖相環(huán)技術(shù)[2-3]。這兩種方式在采取相同相位噪聲水平的鑒相器和振蕩器以及相位噪聲足夠低的參考信號(hào)fref情況下，鎖相環(huán)輸出的相位噪聲取決與反饋信號(hào)的相位噪聲水平。

在分頻式反饋鎖相環(huán)路中，為了分析可變除N分頻器對(duì)環(huán)路噪聲的影響，在這里把分頻器看作是一個(gè)理想部件，而本身的相位噪聲用外加于輸出端的ΦO（S）/N來(lái)表示。同時(shí)由于分頻的原因，在其輸出端還有。如圖2所示[2]。

顯然，環(huán)路中加入可變除N分頻器之后，對(duì)VCO來(lái)說(shuō)，它實(shí)際就變成了倍頻器。在低頻率偏移時(shí)，G（jω）≈1，SΦnd（ωm）相對(duì)SΦi（ωm）是小的，所以噪聲增加了20logN。但是在很多情況下，分頻器的輸出噪聲惡化要遠(yuǎn)大于20logN的計(jì)算所得，原因在于分頻器對(duì)相位有采樣效果，使相位噪聲在頻域上拓展，當(dāng)輸入噪聲帶寬較大時(shí)，就會(huì)發(fā)生混疊，從而使噪聲抬高。

在混頻式反饋鎖相環(huán)路中的混頻器可以看作是相位的加法（或減法）器[4]。圖3表示混頻器對(duì)相位的加減作用。在一般情況下，信號(hào)的相位φr包括直流分量φ0噪聲φnt和雜散三部分，若忽略直流分量φ0，只考慮混頻器對(duì)噪聲的影響，則

在不相關(guān)的條件下，功率譜密度總是相加而不會(huì)相減。

根據(jù)以上分析，若輸出的參考源信號(hào)相位噪聲足夠好，經(jīng)過(guò)混頻器后鎖相環(huán)反饋信號(hào)理論上最多惡化3dB，只要參考信號(hào)及本振信號(hào)相位噪聲足夠低，則鎖相環(huán)輸出信號(hào)的相位噪聲就可以做得很低。因此，相對(duì)與分頻式反饋的鎖相環(huán)，采用混頻鎖相方式可實(shí)現(xiàn)更低相噪的頻率合成。

1.2 頻率合成數(shù)字調(diào)頻實(shí)現(xiàn)方法分析[5]

根據(jù)設(shè)計(jì)要求，參考源要具備數(shù)字調(diào)諧功能。加有調(diào)頻信號(hào)的分頻式反饋鎖相環(huán)頻率合成器線性化相位模型，如圖4所示。

圖4 帶有調(diào)制信號(hào)鎖相環(huán)相位模型

按照線性系統(tǒng)理論傳遞函數(shù)變換規(guī)則，可以將圖4所示相位模型變換為如圖5所示的等效相位模型，求出環(huán)路對(duì)調(diào)頻信號(hào)UO（S）的傳遞函數(shù)：

式（6）說(shuō)明環(huán)路輸出頻偏對(duì)調(diào)頻信號(hào)的傳遞函數(shù)可以表示為環(huán)路誤差的傳遞函數(shù)，即環(huán)路對(duì)調(diào)頻信號(hào)呈現(xiàn)高通特性，這就要求調(diào)頻信號(hào)頻率必須大于一定頻率，才可以對(duì)VCO進(jìn)行直接調(diào)頻。所以直接調(diào)制VCO的方法不能實(shí)現(xiàn)頻率低至直流（DC）的調(diào)頻。

由于鎖相環(huán)環(huán)路對(duì)程序分頻器的傳遞函數(shù)呈現(xiàn)低通特性，這就使得可以考慮通過(guò)調(diào)制程序分頻比的方式實(shí)現(xiàn)較低調(diào)制信號(hào)頻率的調(diào)制。調(diào)制分頻比的鎖相調(diào)頻相位模型如圖6所示，該模型中將調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換變成數(shù)據(jù)形式與分頻比相同的數(shù)據(jù)M（s），從而可以進(jìn)行直接調(diào)制鎖相環(huán)的分頻比。

式（7）表明環(huán)路對(duì)調(diào)制鎖相環(huán)的分頻比呈現(xiàn)低通特性，所以這種調(diào)制方式可以使得調(diào)頻信號(hào)的頻率低至直流。

2 混頻頻率合成方案

根據(jù)以上分析，為了實(shí)現(xiàn)超低相位噪聲及數(shù)字調(diào)頻功能，采用包含調(diào)制分頻比鎖相環(huán)的多環(huán)混頻鎖相方式，方案框圖如圖7所示。

100MHz恒溫晶體振蕩器用來(lái)提供超低相位噪聲參考信號(hào)。

小數(shù)環(huán)的主要作用是用來(lái)獲得高分辨率的參考信號(hào)并實(shí)現(xiàn)直流調(diào)頻。小數(shù)環(huán)由集成VCO，小數(shù)分頻電路、鑒相電路、積分電路組成。小數(shù)分頻采用FPGA實(shí)現(xiàn)，小數(shù)環(huán)合成信號(hào)經(jīng)分頻后作為基波混頻環(huán)的參考信號(hào)。數(shù)字調(diào)頻功能通過(guò)小數(shù)分頻電路實(shí)現(xiàn)，接收到的數(shù)字調(diào)頻信號(hào)FMDATA為32位，在FPGA內(nèi)部與小數(shù)分頻比疊加，通過(guò)改變分頻比實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)頻。

本振環(huán)由主要作用是產(chǎn)生大步進(jìn)低噪聲本振信號(hào)。100MHz信號(hào)經(jīng)倍頻、分頻后作為微波本振環(huán)的參考信號(hào)。梳譜發(fā)生器產(chǎn)生的梳狀譜經(jīng)濾波后與微波本振信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生中頻信號(hào)，中頻信號(hào)與參考信號(hào)進(jìn)行鑒相通過(guò)環(huán)路濾波器驅(qū)動(dòng)VCO。

基波混頻環(huán)由鑒相電路、積分電路、振蕩器和混頻下變頻電路構(gòu)成。由于基波混頻環(huán)輸出鎖相信號(hào)相位噪聲較低，這就需要較寬的帶寬，若使用遠(yuǎn)端噪聲較差的VCO，帶寬過(guò)寬會(huì)導(dǎo)致轉(zhuǎn)折頻率處相位噪聲惡化嚴(yán)重，因此，基波混頻環(huán)采用了遠(yuǎn)端相位噪聲較好的YIG振蕩器。來(lái)自本振環(huán)的本振信號(hào)與基波混頻環(huán)振蕩器的輸出信號(hào)進(jìn)行混頻，中頻信號(hào)與小數(shù)環(huán)輸出的分頻信號(hào)進(jìn)行鑒相，經(jīng)積分電路驅(qū)動(dòng)振蕩器實(shí)現(xiàn)環(huán)路鎖定。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本文設(shè)計(jì)的超低噪聲參考源輸出頻率范圍3～6GHz，頻率步進(jìn)1Hz，相位噪聲測(cè)量結(jié)果如圖8所示。輸出頻率為3GHz時(shí)，10kHz頻偏處的相位噪聲約為-131dBc/Hz；輸出頻率為6GHz時(shí)，10kHz頻偏處的相位噪聲約為-126dBc/Hz。相位噪聲滿足了設(shè)計(jì)要求。數(shù)字調(diào)頻方面，受本振環(huán)、小數(shù)環(huán)、基波混頻環(huán)振蕩器預(yù)置及捕捉范圍所限，調(diào)頻頻偏受到一定限制，但最大頻偏均在100kHz以上，滿足50kHz的設(shè)計(jì)要求。

從這兩組測(cè)量結(jié)果上看，在10kHz頻偏處，3GHz與6GHz的相位噪聲差約6dB，這主要是本振環(huán)使用了梳譜發(fā)生器輸出諧波次數(shù)分別是10次和20次，本振環(huán)在這兩點(diǎn)的相位噪聲也差6dB，這個(gè)結(jié)果滿足在倍頻過(guò)程中相位噪聲以20logN惡化的理論值。由于本振環(huán)使用的VCO不同頻率相噪及調(diào)諧靈敏度會(huì)有差異，最終傳遞到基波混頻環(huán)，導(dǎo)致輸出信號(hào)在10kHz頻偏以遠(yuǎn)略有差別。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了相位噪聲測(cè)量數(shù)字調(diào)頻參考源的設(shè)計(jì)方法，分析了采用混頻鎖相環(huán)進(jìn)行低噪聲設(shè)計(jì)及鎖相環(huán)如何實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)頻的理論依據(jù)，無(wú)論是在理論分析還是在方案設(shè)計(jì)上對(duì)于電子設(shè)備頻率合成面的研究均具有一定的參考及實(shí)用價(jià)值。

【參考文獻(xiàn)】

[1]朱偉，杜念文.相位噪聲測(cè)試技術(shù)研究及應(yīng)用[J].2015年全國(guó)微波毫米波會(huì)議論文集，2015.

[2]白居憲.低噪聲頻率合成[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，1995.

[3]范吉偉.基于諧波混頻的高性能頻率合成器[J].科技視界.2012，32：127-128.

[4]張有正，陳尚勤，周正中.頻率合成技術(shù)[M].北京：人民郵電出版社，1984，33-35.

[5]伍復(fù)哲.低相噪寬帶可調(diào)頻頻率合成器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn).電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文，2012，03.

[責(zé)任編輯：朱麗娜]