基于L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1的F-OFDM波形設(shè)計(jì)*

龔 旻

(中國運(yùn)載火箭技術(shù)研究院，北京 100076)

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基于L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1的F-OFDM波形設(shè)計(jì)*

龔 旻**

(中國運(yùn)載火箭技術(shù)研究院，北京 100076)

隨著航空飛行器種類和數(shù)量的激增以及第五代(5G)移動通信系統(tǒng)和物聯(lián)網(wǎng)(IoT)時代的到來，下一代航空無線通信系統(tǒng)面臨著高安全性、大傳輸容量、低延時、強(qiáng)魯棒性、高靈活性和綜合業(yè)務(wù)提供等新的挑戰(zhàn)。為此，提出了一種基于L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1(L-DACS1)的濾波正交頻分復(fù)用(F-OFDM)波形設(shè)計(jì)方法并探討了可能的技術(shù)演進(jìn)路徑。首先引入了認(rèn)知無線電、非連續(xù)載波干涉碼OFDM和濾波器的思想，然后針對不同航空飛行器用戶動態(tài)自適應(yīng)配置波形參數(shù)。仿真結(jié)果表明，該方法得到的系統(tǒng)波形具有較低的帶外輻射功率、優(yōu)良的塊誤碼率性能和較高的吞吐量增益。

L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1(L-DACS1)；濾波正交頻分復(fù)用；波形設(shè)計(jì)；認(rèn)知無線電

1 引 言

隨著民航業(yè)的持續(xù)繁榮，全球空中運(yùn)輸流量預(yù)計(jì)將在2025年翻倍至2 200萬架次/年，飛機(jī)乘客數(shù)量將在2031年接近120億人次/年[1]。另外，無人機(jī)和私人飛機(jī)等商業(yè)市場前景廣闊，各類航空飛行器使得空域愈加繁忙。第五代蜂窩移動通信系統(tǒng)(the 5th Generation，5G)和物聯(lián)網(wǎng)(Internet of Things，IoT)時代的到來，使得下一代航空無線通信系統(tǒng)將成為全球異構(gòu)互聯(lián)網(wǎng)不可或缺的重要組成和基礎(chǔ)網(wǎng)絡(luò)之一[2]。

目前，實(shí)際應(yīng)用最廣的航空無線通信系統(tǒng)甚高頻數(shù)據(jù)鏈2(Very High Frequency Data Link 2，VDL2)系統(tǒng)通信速率僅為31.5 kbit/s[3]，遠(yuǎn)無法滿足下一代航空寬帶通信業(yè)務(wù)所帶來的個性化需求。因此，國際民航組織(International Civil Aviation Organization，ICAO)提出了多個下一代航空無線通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)，L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1(L-band Digital Aeronautical Communications System 1，L-DACS1)是其中最具競爭力的標(biāo)準(zhǔn)之一[4]。

然而，未來航空無線通信系統(tǒng)不但面臨著容量需求日益增長和頻譜資源極度匱乏之間的矛盾，而且由于其覆蓋范圍廣和高速高動態(tài)等特性，高安全性、低延遲、強(qiáng)魯棒性和高靈活性等新挑戰(zhàn)[5-6]使得新一代航空無線通信系統(tǒng)空中無線接口的波形設(shè)計(jì)至關(guān)重要。

L-DACS1雖然采用了與即將發(fā)布的5G標(biāo)準(zhǔn)兼容性優(yōu)良的正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術(shù)，具有良好的頻譜效率、后向兼容性、與多輸入多輸出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技術(shù)的結(jié)合性以及硬件實(shí)現(xiàn)性等優(yōu)勢[7]，但是面對有限的、碎片化的、授權(quán)用戶利用率低的頻譜資源，以及不同飛行剖面、覆蓋范圍和信道環(huán)境的大規(guī)模多類型飛行器用戶，波形設(shè)計(jì)仍需重點(diǎn)解決認(rèn)知頻譜集中、參數(shù)動態(tài)配置和支持異步操作等三大問題[8]。

為了提出一種靈活的傳輸波形，有4種在5G標(biāo)準(zhǔn)的演進(jìn)過程中被連續(xù)提出的方案可供選擇，包括濾波OFDM(Filtered-OFDM，F(xiàn)-OFDM)、基于濾波組的多載波(Filter-Bank Based Multicarrier，F(xiàn)BMC)、統(tǒng)一濾波多載波(Universal-Filtered Multi-Carrier，UFMC)和通用頻分復(fù)用(Generalized Frequency Division Multiplexing，GFDM)[9]。相比于其他3種波形，F(xiàn)-OFDM最具潛力，它不但頻率復(fù)用方式靈活，頻譜效率高，帶外輻射低，而且易于結(jié)合其他波形以及MIMO等技術(shù)，前后向兼容性高，系統(tǒng)復(fù)雜度可承受。

基于以上考慮，本文提出一種基于L-DACS1的F-OFDM波形設(shè)計(jì)方法，不但引入了認(rèn)知無線電(Cognitive Radio，CR)[10]、非連續(xù)載波干涉碼OFDM(Non-continuous Carrier Interferometry OFDM，NCI-OFDM)[11]和濾波器的思想，而且針對不同航空飛行器用戶動態(tài)自適應(yīng)配置波形參數(shù)。性能仿真結(jié)果表明，該方法不但提升了頻譜利用率和帶外輻射性能，而且保持了優(yōu)良的塊誤碼率，為下一代航空無線通信系統(tǒng)的發(fā)展和可持續(xù)性演進(jìn)奠定了基礎(chǔ)。

2 系統(tǒng)架構(gòu)

下一代航空無線通信系統(tǒng)的應(yīng)用場景中包括民航飛機(jī)、無人機(jī)、直升機(jī)、私人飛機(jī)，甚至軍用飛機(jī)和臨空飛行器等，其系統(tǒng)架構(gòu)如圖1所示。這些飛行器經(jīng)歷著不同的飛行剖面(速度、加速度和高度等)、覆蓋范圍和信道環(huán)境，在通信容量、傳輸延時和接入用戶數(shù)量等方面都有著不同的需求，且數(shù)據(jù)類型涵蓋語音、狀態(tài)監(jiān)視、探測圖像和視頻以及娛樂資訊等。所有這些不同都需要一個靈活的傳輸波形以滿足多樣化需求。

圖1 系統(tǒng)架構(gòu)

舉例來說，對于大型民航飛機(jī)(如A380)，飛行速度約1 000 km/h，覆蓋范圍約300 km，其需要的子載波間隔和循環(huán)前綴數(shù)值均較大，且隨著飛行速度和覆蓋范圍的增加(如F-22)，這些參數(shù)的數(shù)值需求將更大。但是，這些參數(shù)對于直升機(jī)和小型民航飛機(jī)的需求會變小，對于無人機(jī)和小型私人飛機(jī)更小。因此，傳輸波形應(yīng)根據(jù)具體飛行器類型和飛行場景進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。不同應(yīng)用下的波形配置如圖2所示。

圖2 靈活共存的設(shè)計(jì)波形

3 波形設(shè)計(jì)

本文提出一種基于L-DACS1的F-OFDM波形設(shè)計(jì)方法。它以L-DACS1標(biāo)準(zhǔn)的OFDM系統(tǒng)參數(shù)為基本配置(詳見表1)，通過CR技術(shù)認(rèn)知獲得L頻段的可用子帶，避免與測距裝置(Distance Measuring Equipment，DME)、二次監(jiān)視雷達(dá)(Secondary Surveillance Radar，SSR)或聯(lián)合戰(zhàn)術(shù)信息分發(fā)系統(tǒng)(Joint Tactical Information Distribution System，JTIDS)等已有系統(tǒng)互擾，然后根據(jù)不同飛行器的工作環(huán)境和承載業(yè)務(wù)配置不同的傳輸波形。利用F-OFDM的思想在每個子帶均使用濾波器完成解耦，子帶間可保留非常窄的保護(hù)帶寬，同時采用NCI-OFDM聚集非連續(xù)子載波且降低峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)，提升頻譜效率和帶外輻射性能，支持異步傳輸。

3.1 收發(fā)信機(jī)設(shè)計(jì)

基于L-DACS1的F-OFDM收發(fā)信機(jī)框架如圖3所示。

在任意的頻譜認(rèn)知周期內(nèi)，充分利用非連續(xù)頻譜提升頻譜效率?；谔囟ǖ膽?yīng)用，子帶帶寬、子載波間隔、FFT長度和循環(huán)前綴時間等均可自適應(yīng)設(shè)計(jì)形成不同的傳輸波形，且在F-OFDM的框架下進(jìn)行結(jié)合，時頻配置可以隨時間變化以適應(yīng)業(yè)務(wù)需求和信道時變特性。

3.2 關(guān)鍵參數(shù)選取

關(guān)鍵參數(shù)子載波間隔Δf的取值既要充分劃分以利用頻譜資源，又要抵抗多普勒頻移帶來的子載波間干擾，其取決于飛行器的速度v、載波頻率f0和多普勒頻移同步算法能力因子α，應(yīng)滿足

Δf≥α×f0×v/c。

(1)

式中：c為光速3×108m/s，α的經(jīng)驗(yàn)值范圍一般為5～20[12]。

因此,應(yīng)根據(jù)飛行器的飛行速度量身定制Δf以提高頻譜效率，同時為了標(biāo)準(zhǔn)化設(shè)計(jì),Δf最好選擇為表1所示的標(biāo)準(zhǔn)子載波間隔的整數(shù)倍或整數(shù)劃分(如9.76×NkHz或9.76/NkHz)。

另一個關(guān)鍵參數(shù)循環(huán)前綴時間Tcp的取值應(yīng)大于信道多徑效應(yīng)引起的最大時延擴(kuò)展，即收發(fā)信機(jī)之間最長傳播路徑和最短傳播路徑差所對應(yīng)的傳播時間差。當(dāng)Tcp取值17.6 μs時，最大時延擴(kuò)展不能大于5.28 km，否則將導(dǎo)致符號間干擾。對于主要是兩徑萊斯信道的航空信道[13]而言，最大時延擴(kuò)展正比于覆蓋范圍，Tcp應(yīng)隨著覆蓋范圍的增大而增大。因此，為適應(yīng)不同飛行器的服務(wù)半徑，應(yīng)考慮變Tcp值設(shè)計(jì)以適應(yīng)不同的環(huán)境以提升頻譜效率。

舉例來說，對于民航飛機(jī)而言，可采用表1所示的OFDM參數(shù)；對于飛行速度較慢和覆蓋范圍較小的無人機(jī)，子載波間隔Δf、FFT長度Nc和循環(huán)前綴時間Tcp可分別設(shè)置為4.88 kHz、128和8.8 μs；對于F-22戰(zhàn)斗機(jī)而言，這3個參數(shù)可分別設(shè)置為19.52 kHz、32和17.6 μs。

3.3 濾波器設(shè)計(jì)

為獲得F-OFDM所帶來的頻譜收益，應(yīng)精細(xì)化設(shè)計(jì)帶通濾波器，在時域和頻域特性中折中，并同時考慮實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。為得到一種基于應(yīng)用需求的靈活子帶重分配的、系統(tǒng)的、簡單的在線生成濾波器方法，本文選擇軟截斷的sinc濾波器以在時域和頻域上獲得一個合理的平衡。對漢寧和漢明兩種類型的濾波器進(jìn)行了仿真比較，如圖4所示。仿真參數(shù)：子載波間隔9.76 kHz，子帶帶寬498 kHz，基帶采樣率30 MHz，濾波器階數(shù)1 025。

圖4 漢寧和漢明濾波器脈沖響應(yīng)

在F-OFDM系統(tǒng)中，濾波器會導(dǎo)致時域的長拖尾。這種情況下，拓展循環(huán)前綴長度以覆蓋多徑時延擴(kuò)展和整個濾波器拖尾會導(dǎo)致較大開銷而并不可取。如果子帶帶寬處于中等以上規(guī)模，相應(yīng)濾波器的主瓣將會較窄，這種情況下可以在發(fā)送端擴(kuò)展循環(huán)前綴以覆蓋濾波器主瓣，然后在接收端前移半個主瓣窗口。

3.4 幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)及更新流程

根據(jù)飛行器類型和飛行環(huán)境不同，基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)可自適應(yīng)調(diào)整。為兼容L-DACS1標(biāo)準(zhǔn)，一個標(biāo)準(zhǔn)的資源塊由25個頻域符號和6個時域符號交織組成，對于高速高動態(tài)飛行環(huán)境，可采用2倍標(biāo)準(zhǔn)的F-OFDM子載波間隔(9.76×2 kHz)的資源塊結(jié)構(gòu)，對于低速飛行環(huán)境，可采用0.5倍標(biāo)準(zhǔn)的F-OFDM子載波間隔(9.76/2 kHz)的資源塊結(jié)構(gòu)，其對應(yīng)的時域符號長度分別為標(biāo)準(zhǔn)有用符號時間102.4 μs的0.5倍和2倍，如圖5所示。資源塊中的導(dǎo)頻符號和峰均比符號根據(jù)具體信道估計(jì)算法和降低PAPR算法動態(tài)插入。

圖5 資源塊結(jié)構(gòu)

同時，子帶間的保護(hù)帶寬也設(shè)置成標(biāo)準(zhǔn)子載波間隔的整數(shù)倍或整數(shù)劃分(如9.76×NkHz或9.76/NkHz)，并通過合理的濾波器設(shè)計(jì)最小化子帶間的保護(hù)帶寬以最大化頻譜效率。基于上述方法得到的超幀結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 超幀結(jié)構(gòu)

幀更新流程如圖7所示。首先利用CR技術(shù)的匹配濾波檢測、能量檢測、循環(huán)平穩(wěn)檢測或多天線檢測等算法[14]進(jìn)行頻譜認(rèn)知，然后根據(jù)相關(guān)策略完成子帶選擇?？紤]航空萊斯信道模型[13]，選擇反映多徑程度的K因子進(jìn)行信道估計(jì)，同時利用內(nèi)外部傳感器獲得的導(dǎo)航參數(shù)(速度、加速度和高度等)對子載波間隔、循環(huán)前綴時間、FFT長度和幀長度等參數(shù)進(jìn)行更新，最后完成組幀并進(jìn)入下一輪頻譜認(rèn)知。

圖7 幀更新流程

3.5 技術(shù)演進(jìn)路徑

對于基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)而言，其每個子帶均采用獨(dú)立的傳輸波形，因此可以逐步從L-DACS1的OFDM演進(jìn)至F-OFDM。在初始階段，L-DACS1無需改變，其10%的保護(hù)帶寬將被用于F-OFDM的數(shù)據(jù)傳輸。從長遠(yuǎn)來看，分配給L-DACS1的帶寬將逐漸減少，其帶寬以及新頻譜將融入5G和IoT，構(gòu)建一個更加靈活、高頻譜效率和具有前后向兼容性的F-OFDM系統(tǒng)。

為了使航空通信系統(tǒng)有效地融入5G和IoT網(wǎng)絡(luò)，必須考慮作為物理層關(guān)鍵技術(shù)之一的多址接入技術(shù)。L-DACS1標(biāo)準(zhǔn)采用的正交多址接入技術(shù)的可接入用戶數(shù)量正比于有限的正交資源，無法滿足海量用戶接入的需求，因此只有采用非正交多址接入技術(shù)并結(jié)合合適的干擾消除算法才能滿足更多的飛行器，如稀疏碼多址接入、模式分多址接入和多用戶共享接入等[15-17]。

除了接入方案外，高增益的信道編碼是航空通信系統(tǒng)的另一個關(guān)鍵技術(shù)?；谛诺罉O化的Polar碼是目前唯一一個從數(shù)學(xué)上證明達(dá)到香農(nóng)極限的編碼方式[18]。仿真結(jié)果表明，在加性高斯白噪聲信道中Polar碼性能要優(yōu)于低密度奇偶校驗(yàn)(Low Density Parity Check，LDPC)碼和Turbo碼[19]。Polar碼已被采納為5G增強(qiáng)移動寬帶場景的控制信道編碼，而以萊斯信道為主的航空信道，其直射徑占據(jù)主導(dǎo)[13]，采用Polar碼將有可能獲得更大的編碼增益。

4 仿真分析

本節(jié)從功率譜密度、塊誤碼率和吞吐量3個方面對本文提出的基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)和L-DACS1系統(tǒng)的波形進(jìn)行了性能比較。

4.1 功率譜密度

如圖8所示，基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)的信號功率譜密度能量更加集中，其帶外輻射功率約為-50 dB，比L-DACS1系統(tǒng)的-44 dB降低了約6 dB，可以更好地減小對其他系統(tǒng)的干擾。

圖8 功率譜密度

4.2 塊誤碼率

塊誤碼率仿真參數(shù)如表2所示?？紤]一個典型的萊斯航空信道，萊斯因子K為15 dB，飛行器速度為300 km/h。將498 kHz的總帶寬劃分為3個子帶，第一個和第三個子帶帶寬25 kHz，第二個子帶帶寬448 kHz，在3個子帶上使用統(tǒng)一的子載波間隔和正常循環(huán)前綴時間，濾波器拖尾無特殊處理。調(diào)制方式采用8進(jìn)制正交幅度調(diào)制(8 Quadrature Amplitude Modulation，8QAM)、16進(jìn)制QAM(16QAM)和64進(jìn)制QAM(64QAM)。

表2 塊誤碼率仿真參數(shù)Tab.2 Block error rate simulation parameters

針對本文提出的基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)和L-DACS1系統(tǒng)在3種不同調(diào)制方式上的塊誤碼率曲線進(jìn)行了比較。同步表示子帶之間無干擾，異步表示子帶之間存在干擾。仿真結(jié)果如圖9所示，可見本文提出的F-OFDM系統(tǒng)與同步L-DACS1系統(tǒng)的塊誤碼率性能相當(dāng)，僅在64QAM調(diào)制方式下本文系統(tǒng)略優(yōu)。但是,本文提出的F-OFDM系統(tǒng)相比于異步L-DACS1系統(tǒng)體現(xiàn)出極大的優(yōu)越性，在塊誤碼率為10-1時，8QAM和16QAM調(diào)制方式下本文系統(tǒng)具有約3.5 dB的增益，64QAM調(diào)制方式下本文系統(tǒng)具有約7 dB的增益。

圖9 塊誤碼率性能比較

4.3 吞吐量

為了驗(yàn)證基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)在吞吐量上的優(yōu)越性，對工作在載頻為1 GHz的民航飛機(jī)在3種飛行場景(巡航、到達(dá)和滑行)[19]下的空地通信吞吐量進(jìn)行了比較，吞吐量仿真參數(shù)見表3。對于L-DACS1系統(tǒng)而言，10%的帶寬用作保護(hù)帶寬，而基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)對保護(hù)帶寬進(jìn)行了最小化和特定飛行場景下的優(yōu)化處理，并采取了針對信道特性的自適應(yīng)處理，如小多徑時延擴(kuò)展下減少循環(huán)前綴時間和低速飛行環(huán)境下減小子載波間隔等，使得系統(tǒng)獲得了可觀的吞吐量增益。根據(jù)圖10的仿真結(jié)果，與L-DACS1系統(tǒng)相比，本文提出的基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)在巡航、到達(dá)和滑行3種飛行場景下分別能獲得約33%、36%和41%的吞吐量增益，總計(jì)獲得約37%的吞吐量增益。

表3 吞吐量仿真參數(shù)Tab.3 Throughput simulation parameters

圖10 吞吐量增益

5 結(jié)束語

隨著民航、無人機(jī)、私人飛機(jī)、戰(zhàn)斗機(jī)和臨空飛行器等的日益激增以及5G移動通信系統(tǒng)和物聯(lián)網(wǎng)新時代的到來，本文提出了一種基于L-DACS1的F-OFDM系統(tǒng)的高效靈活傳輸波形設(shè)計(jì)方法，并從頻譜融合、非正交多址接入和高效信道編碼等方面探索了可能的技術(shù)演進(jìn)路徑，解決了作為空天一體化網(wǎng)絡(luò)重要組成部分的下一代航空無線通信系統(tǒng)面臨著高安全性、大傳輸容量、綜合業(yè)務(wù)提供和可持續(xù)發(fā)展等新的挑戰(zhàn)。與當(dāng)前的寬帶數(shù)據(jù)鏈標(biāo)準(zhǔn)L-DACS1相比，本文提出的傳輸波形能降低約6 dB的帶外輻射功率，獲得優(yōu)于3.5 dB的塊誤碼率增益和約37%的吞吐量增益，可為下一代航空無線通信系統(tǒng)的發(fā)展和可持續(xù)性演進(jìn)奠定了基礎(chǔ)。但是，在工程化的道路上還有很多問題亟待解決，需要相關(guān)人員投入更多的精力進(jìn)行研究。

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F-OFDM Waveform Design Based on L-band DigitalAeronautical Communications System 1(L-DACS1)

GONG Min,REN Ziyi,MA Zhao,ZHANG Tao,CHEN Junjie

(China Academy of Launch Vehicle Technology,Beijing 100076,China)

With the proliferation of aircraft types and numbers and the incoming of new era of the fifth generation(5G) mobile communications and Internet of Things(IoT),new challenges such as high safety,large transmission capacity,low latency,strong robustness,high elasticity and synthetic service providing are faced by the next generation aeronautical communications system. In this paper,a waveforms design method of filtered orthogonal frequency division multiplexing(F-OFDM) based on L-band digital aeronautical communications system 1(L-DACS1) is put forward to cope with these challenges and the possible technology evolution path is prospectively discussed. Firstly,the concept of cognitive radio,non-continuous carrier interference code OFDM and filter is introduced,and then the waveform parameters are dynamically and adaptively configured for different aircraft users. The simulation results show that the proposed system has a low power of out-of-band radiation,good block error rate and high throughput gain.

L-band digital aeronautical communications system 1(L-DACS1);filtered orthogonal frequency division multiplexing(F-OFDM);waveforms design;cognitive radio

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.06.005

龔旻，任子毅,馬召，等.基于L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1的F-OFDM波形設(shè)計(jì)[J].電訊技術(shù)，2017,57(6):643-649.[GONG Min,REN Ziyi,MA Zhao,et al.F-OFDM waveform design based on L-band digital aeronautical communications system 1(L-DACS1)[J].Telecommunication Engineering,2017,57(6):643-649.]

2016-12-23；

2017-03-07 Received date:2016-12-23；Revised date：2017-03-07

國家留學(xué)基金委資助課題

TN914.3

A

1001-893X(2017)06-0643-07

龔 旻(1982—)，男，湖南沅江人，2010年于清華大學(xué)獲信息與通信工程專業(yè)博士學(xué)位，現(xiàn)為高級工程師，主要從事飛行器總體設(shè)計(jì)及通信系統(tǒng)研究;

Email：gongmin913@163.com

任子毅(1960—)，男，河北東光人，1999年于北京航空航天大學(xué)獲管理工程專業(yè)學(xué)士學(xué)位，現(xiàn)為高級工程師，主要從事系統(tǒng)總體與管理工作；

Email：renziyi1960@163.com

馬 召(1989—)，男，河南新鄉(xiāng)人，2016年于中國航天科技集團(tuán)公司第一研究院獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為助理工程師，主要研究方向?yàn)橥ㄐ畔到y(tǒng)技術(shù);

Email：554580917@qq.com

張 濤(1987—)，男，貴州懷仁人，2013年于清華大學(xué)獲電子與通信工程專業(yè)碩士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要從事數(shù)據(jù)鏈技術(shù)研究;

Email:zhangtao.nankai@163.com

陳俊杰(1987—)，男，福建福州人，2013年于西安電子科技大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要從事數(shù)據(jù)鏈技術(shù)研究。

Email:jjchen2009xd@163.com

**通信作者：gongmin913@163.com Corresponding author：gongmin913@163.com，任子毅,馬 召，張 濤，陳俊杰