多輸入單相MMC整流器控制方法的研究

覃 理，丘東元

（華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣州510641）

多輸入單相MMC整流器控制方法的研究

覃 理，丘東元

（華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣州510641）

多輸入MMC整流器是一種可以連接多個(gè)交流電源的新型多端高壓變換器。針對(duì)多輸入單相MMC整流器的拓?fù)涮攸c(diǎn)，提出了一種開關(guān)組獨(dú)立控制方法。該方法對(duì)同一橋臂上各開關(guān)組的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行解耦，并加入電容均壓和穩(wěn)壓控制功能，實(shí)現(xiàn)了每個(gè)功率子模塊電容充放電的平衡，同時(shí)保證了直流側(cè)電壓穩(wěn)定。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提控制方法的可行性。

多端輸入；MMC；整流器；電容電壓平衡

隨著人類對(duì)電能的需求越來(lái)越多，日益嚴(yán)重的環(huán)境問(wèn)題和世界發(fā)展低碳經(jīng)濟(jì)的趨勢(shì)，使得風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電等可再生能源發(fā)電技術(shù)得到快速發(fā)展。在未來(lái)可再生能源必將取代傳統(tǒng)的化石能源成為主要的發(fā)電資源［1-6］。由于可再生能源存在間歇性和分布性的特點(diǎn)［7,8］，使其必須借助多電平變換器才能實(shí)現(xiàn)跟電網(wǎng)對(duì)接［9-13］。未來(lái)電網(wǎng)必然會(huì)形成以高性能的多電平變換器為能量交換窗口、分布式可再生能源深度滲透的智能化電力系統(tǒng)。目前多數(shù)多電平變換器只能實(shí)現(xiàn)單端交流輸入或輸出，若有多個(gè)交流電源同時(shí)需要接入電網(wǎng)，只能采用多臺(tái)單端口多電平變換器。而新型多端口多電平變換器具備多個(gè)輸入端/輸出端［14］，只需要一臺(tái)多端口多電平變換器就能同時(shí)接入多個(gè)交流電源，極大地簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

為將多路交流輸入電壓同時(shí)轉(zhuǎn)換為直流電壓，文獻(xiàn)［16］一種新型N端單相交流輸入MMC整流器拓?fù)?，該變換器由2個(gè)橋臂和N個(gè)交流輸入端口構(gòu)成，實(shí)現(xiàn)對(duì)多個(gè)頻率和幅值各異的交流電源整流，非常適用于多交流端口互聯(lián)的交直流電網(wǎng)系統(tǒng)。而多輸入單相MMC整流器所使用的控制方法，其控制思路與9開關(guān)雙輸出逆變器的控制方法類似［16,17］，該控制方法雖然可在電容電壓穩(wěn)定的前提下實(shí)現(xiàn)多交流輸入整流為直流的功能，但由于不同開關(guān)組的控制信號(hào)相互耦合，無(wú)法對(duì)各功率模塊上的電容進(jìn)行獨(dú)立充放電控制。

本文針對(duì)多輸入單相MMC整流器的拓?fù)涮攸c(diǎn)，提出了一種開關(guān)組獨(dú)立控制方法，通過(guò)分析該整流器拓?fù)渲懈鏖_關(guān)組的電量關(guān)系，推導(dǎo)出各開關(guān)組的調(diào)制信號(hào)，加入電容電壓均壓控制和穩(wěn)壓控制策略，實(shí)現(xiàn)了各個(gè)功率模塊電容充放電平衡。最后在Matlab Simulink環(huán)境下搭建三端單相輸入MMC整流器模型，并驗(yàn)證了所提開關(guān)組獨(dú)立控制策略。

1 多輸入單相MMC整流器的結(jié)構(gòu)

N端單相交流輸入MMC整流器如圖1所示。圖中共有2N個(gè)開關(guān)組，分別為S11～S1（N+1）和S21～S2（N+1），每個(gè)開關(guān)組由n個(gè)功率子模塊串聯(lián)組成。S11～S1（N+1）與一對(duì)共軛電感 L1串聯(lián)構(gòu)成橋臂1，S21～S2（N+1）與另一對(duì)共軛電感L1串聯(lián)構(gòu)成橋臂2，其中4個(gè)共軛電感相等。交流電源uS1～uSN分別與電感LS1～LSN串聯(lián)后接入2個(gè)橋臂上的對(duì)應(yīng)節(jié)點(diǎn)，Rload為整流器的直流側(cè)負(fù)載，Udc和Idc分別為直流側(cè)電壓和電流。

所采用的半橋型功率子模塊電路如圖2所示，子模塊由2個(gè)IGBT開關(guān)管S1和S2串聯(lián)組成半橋電路后，再與電容C并聯(lián)構(gòu)成。開關(guān)管S1和S2的開關(guān)狀態(tài)和電流ISM的方向決定了子模塊的工作狀態(tài)。當(dāng)S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)，子模塊的輸出電壓USM等于電容C的電壓uC。若ISM流入模塊，電容C處于充電狀態(tài)；若ISM流出模塊，電容C處于放電狀態(tài)。

圖1 多輸入單相MMC整流器Fig.1 Multi-input single-phase MMC rectifier

圖2 半橋型功率子模塊結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of half bridge power submodule

2 多輸入單相MMC整流器的分開關(guān)組控制策略

在MMC整流器正常工作過(guò)程中，由交流電源uS1～uSN提供直流側(cè)負(fù)載消耗的有功功率和為保持各功率模塊電容電壓穩(wěn)定所需的無(wú)功功率，故交流電源uS1～uSN對(duì)橋臂上各開關(guān)組的功率模塊電容充電和功率模塊電容對(duì)外放電的過(guò)程不斷地重復(fù)進(jìn)行。為了保證直流電壓Udc穩(wěn)定，兩個(gè)橋臂上每個(gè)時(shí)刻處于開通狀態(tài)的功率模塊數(shù)量必須一致，且各個(gè)開關(guān)組處于導(dǎo)通狀態(tài)的功率模塊電容電壓之和為整流器直流側(cè)的輸出電壓。如圖1所示，交流電源uS1～uSN分別連接在橋臂 1的開關(guān)組 S11～S1（N+1）的節(jié)點(diǎn)a1～aN和橋臂2開關(guān)組S21～S2（N+1）的節(jié)點(diǎn)b1～bN之間。因此，可以把兩個(gè)橋臂上各個(gè)開關(guān)組視為受控電壓源。設(shè)橋臂1和橋臂2上第j個(gè)開關(guān)組的輸出電壓分別為u1j和u2j，其大小表示為

式中：uC_ref為功率模塊電容電壓的基準(zhǔn)值；m1和m2分別為某一時(shí)刻開關(guān)組S1j和S2j內(nèi)處于導(dǎo)通狀態(tài)的功率模塊數(shù)。

各開關(guān)組用受控電壓源代替后，多輸入單相MMC整流器的等效電路如圖3所示。

設(shè)各開關(guān)組網(wǎng)孔電流為i1～iN+1，各受控源電壓參考方向跟Udc相同，則2個(gè)橋臂的電壓分別為

圖3 多輸入單相MMC整流器的等效模型Fig.3 Equivalent model of multi-input single-phase MMC rectifier

由于橋臂1和橋臂2具有電氣對(duì)稱性，故節(jié)點(diǎn)aj和bj上的電壓也具有對(duì)稱性。如圖3（b）所示，將各節(jié)點(diǎn)的電壓解耦，設(shè)第j個(gè)交流輸入電壓對(duì)稱分解后的電壓參考點(diǎn)為GNDj，其對(duì)地零電壓參考點(diǎn)GND的電壓UGNDj為

由節(jié)點(diǎn)電壓法分析可得橋臂1和橋臂2上各開關(guān)組的電壓為

由式（5）和式（6）得，在交流電源uS1～uSN和直流側(cè)額定電壓確定的情況下，影響整流器各開關(guān)組電壓穩(wěn)定的主要因素是流過(guò)各電感的電流i1～iN+1，式中恒定不變的分量為各個(gè)開關(guān)組的參考電壓，即

設(shè)第j端口的交流電源uSj對(duì)應(yīng)的調(diào)制信號(hào)為MSj，由于各開關(guān)組獨(dú)立調(diào)制，MSj的定義為

根據(jù)式（7）～式（9）可得橋臂1和2各開關(guān)組的調(diào)制信號(hào)為

圖4 橋臂1開關(guān)組調(diào)制信號(hào)Fig.4 Modulated signals for switch groups on arm 1

3 功率模塊電容的充放電控制策略

為了保證輸出的直流電壓穩(wěn)定，必須根據(jù)功率模塊的工作狀態(tài)，對(duì)各功率模塊電容的充放電進(jìn)行控制，具體包括穩(wěn)壓控制和均壓控制。

3.1 電容穩(wěn)壓控制

電容穩(wěn)壓控制是以各個(gè)功率模塊的電容電壓和流過(guò)各開關(guān)組的電流為反饋量，對(duì)電容充放電過(guò)程進(jìn)行控制。圖5為多輸入MMC整流器中橋臂x的電流示意，ixj為流過(guò)第j個(gè)開關(guān)組的電流，設(shè)電流ixj流入開關(guān)組時(shí)方向?yàn)檎?，?dāng)其流出開關(guān)組時(shí)方向?yàn)樨?fù)。在整流器的工作過(guò)程中，由于開關(guān)周期短，需要對(duì)電容的充放電控制做出快速反應(yīng)，所以在此采用反饋?zhàn)羁斓谋壤刂谱鳛榉€(wěn)壓控制。以每個(gè)功率模塊電容電壓為控制對(duì)象，電容穩(wěn)壓控制反饋量定義為

式中：uC_ref為電容電壓的基準(zhǔn)值；uCSxji為第x橋臂上第j個(gè)開關(guān)組中第i個(gè)功率模塊的電容電壓；ixj為流過(guò)第x橋臂上第j個(gè)開關(guān)組的電流。

當(dāng)ixj為正向時(shí)，電流從功率模塊流出，電容處于放電狀態(tài)，若電容電壓超過(guò)了基準(zhǔn)值，加入調(diào)制波的電容穩(wěn)壓反饋量將增大，電容放電時(shí)間增加；若電容電壓低于基準(zhǔn)值，則反之。當(dāng)ixj為反向時(shí)，控制模式同理。

3.2 電容均壓控制

如圖5所示，ixdc為從橋臂x流入直流側(cè)負(fù)載的電流。設(shè)直流側(cè)負(fù)載電流為idc，第j個(gè)交流電源的輸出電流為iSj，由能量守恒定律可得

設(shè)第k個(gè)交流電源輸出的有功功率為PSk，無(wú)功功率為QSk，在3個(gè)理想條件下分析，即①各功率模塊電容無(wú)功容量恒定；②直流側(cè)輸出電壓Udc恒定；③直流側(cè)負(fù)載Rload為純電阻，忽略元件內(nèi)阻。故直流側(cè)電流idc可分解為有功分量izd和無(wú)功分量izq，即式中，izd和izq分別為直流側(cè)電流idc的有功分量和無(wú)功分量。

圖5 多輸入單相MMC整流器電流Fig.5 Current of multi-input single phase MMC rectifier

由于直流側(cè)負(fù)載為純電阻，消耗的功率為有功功率，因此，各橋臂電流中的無(wú)功功率分量相互抵消，即

設(shè)ixdc的有功分量和無(wú)功分量分別為izxd和izxq，由于兩個(gè)橋臂具有電氣對(duì)稱性，分別承擔(dān)各交流電源一半的有功功率和無(wú)功功率，因此兩個(gè)橋臂的輸出電流為

在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，各功率模塊電容無(wú)功能量是變化的，電容電壓無(wú)法在每個(gè)時(shí)刻保持相等，因此各開關(guān)組的功率模塊之間會(huì)存在不平衡電壓降，從而引起在功率模塊之間流動(dòng)的無(wú)功電流。設(shè)第x橋臂第j開關(guān)組在功率模塊之間流動(dòng)的無(wú)功電流分量ixjQ，由于ixjQ在各開關(guān)組內(nèi)流動(dòng)，故開關(guān)組的電流分量可定義為

設(shè)引起ixjQ的不平衡電壓降為Δuxj，Δuxj的主要表現(xiàn)為各開關(guān)組回路內(nèi)電流ixjQ流過(guò)各電感時(shí)產(chǎn)的電壓降。由圖5可得

其中，Δuxj與開關(guān)組電壓uSxj的關(guān)系為

式中，ūCxj為第j個(gè)開關(guān)組的電容電壓平均值。

由式（20）可知，通過(guò)檢測(cè)交流電源的輸入電流iSk以及流過(guò)第1個(gè)和第N+1個(gè)開關(guān)組的電流ix1和ix（N+1），經(jīng)過(guò)運(yùn)算后可以得到各開關(guān)組功率模塊的平均電容電壓偏差，再通過(guò)PI調(diào)節(jié)可以得到電容均壓控制電壓反饋量。當(dāng)開關(guān)組內(nèi)產(chǎn)生不平衡電壓Δuxj時(shí)，可以在開關(guān)組各功率模塊的調(diào)制波加入反饋量，控制開關(guān)組的電壓，使其抵消不平衡電壓，從而抑制無(wú)功環(huán)流ixjQ。

3.3 開關(guān)組驅(qū)動(dòng)信號(hào)

基于上述電容的穩(wěn)壓控制和均壓控制方法，可以得到第x橋臂第j個(gè)開關(guān)組中第i個(gè)功率模塊的調(diào)制波為

從式（22）可見，多輸入單相MMC整流器的每個(gè)功率模塊均有獨(dú)立的開關(guān)信號(hào)，對(duì)同一開關(guān)組內(nèi)n個(gè)功率模塊可采用文獻(xiàn) ［18］所述的載波移相SPWM方式進(jìn)行調(diào)制，即n個(gè)三角載波的相位依次相差2π/n。因此，本文分別以各個(gè)開關(guān)組為控制對(duì)象，通過(guò)調(diào)制各個(gè)開關(guān)組輸出電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)多路單相交流輸入信號(hào)的整流。

4 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提獨(dú)立開關(guān)組控制方法的可行性，本文在Matlab Simulink環(huán)境下搭建了一個(gè)3輸入單相MMC整流器模型，其中單相交流輸入數(shù)N= 3，各開關(guān)組級(jí)聯(lián)功率模塊數(shù)n=4。系統(tǒng)的仿真參數(shù)如表1所示，3路交流輸入電壓uS1～uS3的幅值、頻率、相位各有不同。

4.1 調(diào)制方法的仿真驗(yàn)證

3路交流輸入電壓uS1～uS3和橋臂1各開關(guān)組S11～S14的輸出電壓及穩(wěn)態(tài)輸出直流電壓Udc如圖6所示。由圖可以看出，輸入的3個(gè)交流電壓即使幅值、相位、頻率不同，各開關(guān)組每一時(shí)刻輸出電壓都可以疊加得到穩(wěn)定的橋臂輸出電壓。由此驗(yàn)證了本文提出分開關(guān)組控制策略的可行性。

表1 仿真模型參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖6 分開關(guān)組控制仿真結(jié)果Fig.6 Simulation result of switch group control method

4.2 電容充放電策略的仿真驗(yàn)證

當(dāng)直流側(cè)負(fù)載變化時(shí)，各交流電源輸出的功率也會(huì)發(fā)生變化，流過(guò)各開關(guān)組的電流也會(huì)發(fā)生改變，當(dāng)開關(guān)組電流發(fā)生變化時(shí)，將會(huì)影響到各功率模塊的電容電壓平衡。因此本文通過(guò)改變負(fù)載大小，增大整流器輸出的直流電流，通過(guò)加入電容電壓平衡控制前后的模型對(duì)比，來(lái)驗(yàn)證上述的電容電壓平衡控制。

整流器輸入的3個(gè)交流電壓仍為表1所示的uS1～uS3，在3 s時(shí)刻，直流側(cè)負(fù)載 Rload由400 Ω變?yōu)?00 Ω，輸出直流電流增大2倍。圖7為不加入和加入電容電壓平衡控制后的仿真結(jié)果。由式（18）可得，各橋臂第1和第4開關(guān)組的不平衡壓降跟橋臂電流有直接的關(guān)系，因此仿真結(jié)果分析中，選取各橋臂第1和第4開關(guān)組內(nèi)第1個(gè)功率模塊電容電壓作為對(duì)比。通過(guò)仿真結(jié)果對(duì)比，可以發(fā)現(xiàn)：①未加入電容電壓平衡控制的，電容電壓波動(dòng)大，而加入電容電壓平衡控制后，電容電壓波動(dòng)較小，并維持在基準(zhǔn)值附近；②未加入電容電壓平衡控制時(shí)，直流電壓降低到752.6 V，而加入電容電壓平衡控制時(shí)，直流電壓僅降低到788.9 V。因此，加入功率模塊電容電壓平衡控制后，各功率模塊的電容電壓能保持在基準(zhǔn)值附近，同時(shí)直流側(cè)電壓也能保持穩(wěn)定。

圖7 電容電壓控制仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of capacitor voltage control

5 結(jié)論

（1）調(diào)制信號(hào)獨(dú)立。該方法使各功率模塊均有獨(dú)立的調(diào)制波，可以方便地對(duì)功率模塊電容充放電進(jìn)行控制，而無(wú)需考慮對(duì)其他模塊電容電壓的影響；

（2）運(yùn)算邏輯簡(jiǎn)單。該方法對(duì)輸入的各交流電壓信號(hào)先進(jìn)行加減法運(yùn)算再調(diào)制，邏輯簡(jiǎn)潔，處理的信息量較??；

（3）適用性較廣。該方法不僅適用于多輸入交流MMC整流器，同樣適用于其他類型多端口MMC變換器。

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Research on Control Method for Multi-input Single-phase MMC Rectifier

QIN Li,QIU Dongyuan
（School of Electric Power,South China University of Technology,Guangzhou 501641,China）

Multi-input single phase MMC rectifier is a kind of new high-voltage converter with multiple AC inputs. This paper proposed a novel switching group independent control method,based on the characteristics of multi-input single-phase MMC rectifier.This method decoupled the modulation signals of switching groups on the same bridge,and then added the capacitor voltage averaging and stabilizing strategies to make the capacitor voltage of each sub-module balance and the output DC voltage stable.Finally,simulation results verify the feasibility of the proposed control method.

multi-input;MMC;rectifier;capacitor voltage balance

覃理

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．3.168

：TM46

：A

覃理（1990-），男，碩士研究生，研究方向：變換器拓?fù)渑c控制，E-mail：lyli_li@ sina.com。

2017-03-09

丘東元（1972-），女，通信作者，博士，教授，研究方向：電力電子裝置與系統(tǒng)，E-mail：epdyqiu@scut.edu.cn。