正激式DC-DC同步控制雙路輸出變換器的研究

張 婷 黃世奇 王祖良

(西京學(xué)院信息工程學(xué)院,西安710123)

正激式DC-DC同步控制雙路輸出變換器的研究

張 婷 黃世奇 王祖良

(西京學(xué)院信息工程學(xué)院,西安710123)

為了改善雙路輸出正激式DC-DC變換器交叉調(diào)整問題,提高電源在輸出負(fù)載變化應(yīng)用環(huán)境中的輸出電壓精度和動態(tài)性能,設(shè)計一種雙路同步控制策略,計算并比較兩路負(fù)載輸出功率判定主路與輔路,主路采用閉環(huán)PID控制策略,輔路采用改進(jìn)的滯環(huán)電流控制策略,同時調(diào)整開關(guān)管的占空比。應(yīng)用提出的控制策略,在MATLAB/Simulink中模擬變換器的工作過程并制作樣機(jī),仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明,輸出負(fù)載變化時主輔路均具有較高的輸出電壓精度,改善了交叉調(diào)整率,驗(yàn)證了控制策略的可行性。

雙路輸出 正激變換器 主輔路同步控制 交叉調(diào)整

1 引 言

單路輸出有源箝位正激變換器,通過升降壓集成的有源箝位電路,實(shí)現(xiàn)初級電壓升壓和輸出電壓升降壓集成功能,提高了輸入電壓范圍,減小了變壓器原邊線圈輸入電流[1]。以UC1844為核心,利用PC817和TL431構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò)的單路輸出正激電源系統(tǒng),具有輸出電壓穩(wěn)定、紋

波小、負(fù)載調(diào)整率高、動態(tài)響應(yīng)快的特點(diǎn)[2],單路輸出正激變換器可以滿足單路電源供電設(shè)備的需求。然而,實(shí)際應(yīng)用中很多設(shè)備需要多路輔助電源,若每路輔助電源采用單獨(dú)的變換器和高壓隔離變壓器,勢必造成供電系統(tǒng)體積龐大,使得輔助電源設(shè)計復(fù)雜化,從而降低設(shè)備可靠性。因此,設(shè)計多路輸出變換器拓?fù)浯娑鄠€單路輸出變換器拓?fù)?解決因多個獨(dú)立DC/DC變換器組合產(chǎn)生的干擾,簡化電路設(shè)計、縮小供電設(shè)備體積、降低成本,提高電源可靠性指標(biāo),具有實(shí)際應(yīng)用價值。

多路輸出開關(guān)電源存在交叉調(diào)整問題,對于輸出精度要求較高的應(yīng)用場合,不能保證輔路的輸出電壓精度。多路輸出正激變換器往往僅對主路輸出采用閉環(huán)反饋以穩(wěn)定其輸出電壓,而輔路輸出采用開環(huán)控制系統(tǒng)。在主路輸出負(fù)載或輔路輸出負(fù)載變化時,會引起輔路電壓產(chǎn)生較大范圍的波動。文獻(xiàn)[3]采用優(yōu)化變壓器設(shè)計的方法,在不增加元器件的基礎(chǔ)上,通過變壓器的耦合來實(shí)現(xiàn)對輔路輸出回路的調(diào)整,但由于變壓器的漏感始終存在,所以對交叉調(diào)整率的改善效果有限;文獻(xiàn)[4]通過合理設(shè)計反饋系數(shù)和變壓器匝數(shù)比,實(shí)現(xiàn)幾路穩(wěn)壓精度較好的輸出電壓,但采樣電壓是相互獨(dú)立的各路輸出電壓的加權(quán)和,這種方法只是將整體誤差在各輸出上重新進(jìn)行了分配,并沒有真正消除誤差。文獻(xiàn)[5]采用主輔路同步控制策略,交叉調(diào)整率得到了改善,但輔路控制采用滯環(huán)電壓控制策略,

控制精度不是很理想。為了解決上述問題,論文研究一種主輔路同步控制雙路輸出正激式變換器,通過ARM處理器智能判斷主輔路,主路采用PID控制策略,輔路采用改進(jìn)的滯環(huán)電流控制策略[6],提高多路輸出正激電源在輸出負(fù)載變化應(yīng)用環(huán)境中的輸出電壓精度和動態(tài)性能,改善交叉調(diào)整率。

2 雙路輸出正激變換器基本原理

2.1 雙路輸出正激變換器結(jié)構(gòu)及分析

雙路輸出正激變換器由主電路正激變換器、采樣電路和變壓器原邊的控制電路構(gòu)成,其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1中,多路輸出正激變換器僅對主路輸出采用閉環(huán)反饋以實(shí)現(xiàn)其輸出電壓穩(wěn)定,而輔路輸出則開環(huán)。在主路輸出負(fù)載或輔路輸出負(fù)載變化時,會引起輔路電壓大范圍波動,這就是交叉調(diào)整率問題。主要影響因素為變壓器副邊繞組后邊整流二極管的導(dǎo)通壓降UD和變換器額定輸出功率Po的分配問題。

2.1.1 導(dǎo)通壓降UD分析

實(shí)際,二極管的模型用通常用折線來近似,其兩端電壓為:

式中:rdf——二極管導(dǎo)通后的等效導(dǎo)通電阻;Uth——導(dǎo)通電壓;ID——流過二極管的電流。

根據(jù)正激變換器原理,可得兩路輸出電壓為:

式中:n1,n2——原邊繞組與第一次級繞組的匝比和原邊繞組與第二次級繞組的匝比;Uin——原邊的直流輸入電壓;D——占空比。

由式(1)、(2)可知,當(dāng)負(fù)載電流Io1增大,第一路整流二極管壓降UD1增大,則輸出電壓Uo1有減小的趨勢,此時調(diào)節(jié)占空比D使之增大,穩(wěn)定輸出電壓Uo1。由于第一路輸出與第二路輸出是同一個占空比D,在第二路輸出負(fù)載沒有變化時其輸出電壓Uo2升高。同理,第一路輸出負(fù)載電流Io1減小時,第二路輸出電壓Uo2下降。由此可知,整流二極管導(dǎo)通壓降UD是產(chǎn)生交叉調(diào)整率的主要原因。

2.1.2 額定功率分配分析

正激變壓器實(shí)現(xiàn)電壓、電流的變換及功率的傳遞,雙路輸出正激電源的兩路輸出額定功率為

式中:Po1——第一路輸出的額定功率;Po2——第二路輸出的額定功率;RL1,RL2——對應(yīng)的負(fù)載阻抗;Po1,Po2——雖然由自身負(fù)載決定,但其存在著正比例關(guān)系。

若反饋控制第一路輸出時,第二路的額定輸出功率跟隨第一路的額定輸出功率成正比例關(guān)系變化。因此,當(dāng)?shù)谝宦坟?fù)載電流Io1增大時,第一路的額定輸出功率Po1增大,第二路的額定輸出功率Po2會隨之增大,但第二路的負(fù)載阻抗RL2沒有發(fā)生變化。因此,第二路的輸出電壓Uo2升高。同理,當(dāng)?shù)谝宦坟?fù)載電流Io1減小時,第二路輸出電壓Uo2下降。由此可知,正激變壓器的額定輸出功率的分配也是產(chǎn)生雙路輸出正激電源的交叉調(diào)整率的主要原因[6]。

從上面的分析可以看出,改進(jìn)前雙路輸出正激變換器存在第一路和第二路控制電路一致的問題。當(dāng)其中一路負(fù)載變化時,另一路輸出電壓將增大或減少,導(dǎo)致其輸出電壓精度不理想,存在交叉調(diào)整率問題。

2.2 主輔路同步控制正激變換器結(jié)構(gòu)

根據(jù)研究現(xiàn)狀和產(chǎn)生交叉調(diào)整問題的原因,提出主輔路同步控制雙路輸出正激變換器,其電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2,主輔路同步控制雙路輸出正激變換器用開關(guān)管S1和S2代替圖1中整流二極管D2和D3。通過采樣隔離模塊實(shí)時采樣兩路負(fù)載的輸出電壓Uo1(t),Uo2(t)和輸出電流io1(t),io2(t),數(shù)字控制器計算出對應(yīng)的輸出功率Po1(t),Po2(t),計算方法將在第3部分說明,并對輸出功率進(jìn)行比較,根據(jù)相應(yīng)的控制策略,ARM處理器和隔離驅(qū)動分別控制變壓器原邊開關(guān)管Q和副邊開關(guān)管S1和S2。

3 主輔路同步控制策略

主輔路同步控制策略由三部分組成,主路和輔路的判定方法、主路控制策略及輔路控制策略。具體的控制流程圖如圖3所示。

3.1 主路和輔路判定方法

實(shí)時采樣兩路輸出的電壓和負(fù)載電流,第一路和第二路分別為Uo1(t),io1(t),Uo2(t),io2(t),對應(yīng)的額定輸出電壓為UE和UE2;根據(jù)式(4)計算實(shí)時負(fù)載阻抗值RL1和RL2,分別為

在此基礎(chǔ)上,根據(jù)(3)式計算兩路輸出功率Po1和Po2。通過對輸出功率Po1和Po2作比較來確定主路和輔路。規(guī)定:Po1≥A×Po2,則第一路輸出為主路,第二路輸出為輔路;Po1＜A×Po2,則第二路輸出為主路,第一路輸出為輔路。其中,A對控制策略起著關(guān)鍵作用,根據(jù)大量實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)基于插值方法擬合曲線獲得A值。因此,通過對兩路輸出電壓和電流的采樣,ARM處理器計算出輸出功率值并作比較,可智能判定出主路和輔路。

3.2 主路控制策略

式中:Kp——比例系數(shù);Ti——積分時間常數(shù); Td——微分時間常數(shù)。

PID反饋控制有位置式PID控制算法和增量式PID算法。位置式PID控制算法每次的輸出均與過去的狀態(tài)有關(guān),計算時要對每次輸入誤差eK進(jìn)行累加,工作量大,并且處理器輸出的采樣值uK是采樣的實(shí)際位置,若處理器出現(xiàn)問題,輸出的uK將會發(fā)生很大的變化,有可能會造成較為嚴(yán)重的事故及損失,在實(shí)際生產(chǎn)中不能被采納。增量式PID是指計算機(jī)的輸出只是被控制量的增量ΔuK。當(dāng)被控對象需要的控制量是其增量,卻不是位置量的絕對數(shù)值時,便可使用增量式PID控制算法來控制。因此,主路控制采用增量式控制算法。增量式PID控制算法為:

其中:

由式(6)可以看出,若采樣周期T為恒定值,用經(jīng)驗(yàn)法確定系數(shù)A,B,C,使用前后三次測量的偏差值就可以由式(6)求出控制量。

3.3 輔路控制策略

輔路采用滯環(huán)電流控制策略,根據(jù)實(shí)時負(fù)載電阻和期望輸出額定電壓,實(shí)時計算出所需要的平均輸出電流。設(shè)置滯環(huán)寬度ΔI,采用滯環(huán)電流控制策略:

當(dāng)負(fù)載輸出電流化時,采用改進(jìn)后的滯環(huán)電路控制策略,負(fù)載電流變小,則輸出電流出現(xiàn)最小值,即滯環(huán)電流下限閾值,控制策略如式(8)所示。

如果負(fù)載輸出電流變大,則輸出電流出現(xiàn)最大值,即滯環(huán)電流上限閾值,控制策略如式(9)所示:

采用滯環(huán)電流控制策略,正激變換器在負(fù)載電流保持不變和輔路負(fù)載電流變化時,均具有較高的輸出電壓精度,從而改善交叉調(diào)整率。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1 仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在MATLAB/Simulink對主輔路同步控制雙路輸出正激變換器進(jìn)行仿真,仿真參數(shù)為:輸入直流電壓為(24～48)V,兩路額定輸出分別為5V/3A和15V/1A,開關(guān)頻率為50kHz,系數(shù)A根據(jù)大量實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)最終取值為0.8,在輸入電壓保持不變時,調(diào)整輸出負(fù)載電流,獲取實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)見表1和表2。

表1 5V/3A為主路負(fù)載變化時實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

表2 15V/1A為主路負(fù)載變化時實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

表1中,輸出5V/3A為主路,15V/1A為輔路,當(dāng)輔路負(fù)載電流io2=1A保持不變,主路負(fù)載電流io1從3A變換到0.35A時,和主路負(fù)載電流io1=3A保持不變,輔路負(fù)載電流io2從1A變換到0.4A時,Uo1和Uo2具有較高的輸出電壓精度。

表2中,輸出15V/1A為主路,5V/3A為輔路,當(dāng)輔路負(fù)載電流io2=3A保持不變,主路負(fù)載電流io1從1A變換到0.1A時,和主路負(fù)載電流io1=1A保持不變,主路負(fù)載電流io2從3A變換到0.35A時,Uo1和Uo2具有較高的輸出電壓精度?？梢钥闯?負(fù)載電流變換時,主輔路具有較好的動態(tài)性能。獲得仿真實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示。

從圖5(a)可以看出,當(dāng)額定輸出5V/3A為主路,額定輸出15V/1A輔路時,Uo1=4.976,Uo2= 15.00,此時,輔路負(fù)載電流io2=1A保持不變,主路負(fù)載電流io1由3A變?yōu)?.35A,滿足Po1＜0.8×Po2,主輔路互換,Uo1=5.012,Uo2=14.960,兩路輸出電壓精度約為0.2%。

從圖5(b)可以看出,當(dāng)額定輸出15V/1A為主路,額定輸出 5V/3A輔路時,Uo1=15.01,Uo2= 5.006,此時,輔路負(fù)載電流io2=3A保持不變,主路負(fù)載電流io1由1A變?yōu)?.1A時,滿足Po1＜0.8×Po2,主輔路互換,Uo1=15.00,Uo2=5.004。兩路輸出電壓精度約為0.4%。

從仿真實(shí)驗(yàn)可以看出,負(fù)載電流變換時主輔路均具有較高的輸出電壓精度,證明了主輔路同步控制策略具有智能判定主輔路和同步控制開關(guān)的功能,驗(yàn)證了理論設(shè)計的正確性。

4.2 實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果

以STM32F4處理器為控制平臺制作了同步控制雙路輸出正激變換器電路,參數(shù)和仿真參數(shù)保持一致,獲得實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。

從圖6可以看出,當(dāng)輸出5V/3A為主路,15V/ 1A為輔路時,輸出電壓分別約為4.97V和14.98V;當(dāng)輸出15V/1A為主路,5V/3A為輔路時,輸出電壓分別約為14.98V和4.97V,兩路輸出電壓精度約為0.3%?？梢钥闯?主輔路互換后兩路均具有較好的輸出電壓精度,和仿真結(jié)果幾乎一致,驗(yàn)證了理論設(shè)計的正確性。

5 結(jié)束語

在Matlab/Simulink軟件中模擬同步控制雙路輸出正激變換器的工作過程,并基于STM32F4處理器制作了硬件電路,仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明,在主路或輔路負(fù)載變化時,主輔路均具有較高的輸出電壓精度,驗(yàn)證了理論設(shè)計的正確性。

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Research on Forward DC-DC Converter Controlled by Synchronous Control Technology

ZHANG Ting Huang Shi-qi WANG Zu-liang
(Department of Information Engineering,Xijing University,Xi’an 710123,China)

In order to improve the cross regulation of dual-output DC-DC forward converter,and enhance the output voltage accuracy and dynamic performance of the power supply in the application environment that the output loads will change,a main and auxiliary synchronous control strategy is proposed.Calculate out the two output powers and make a comparison between them,and then on the basis of rules set in advance to determine which the main circuit is,and also the other is the auxiliary circuit corresponding.The main circuit adopts closed-loop PID control,and auxiliary circuit uses the improved hysteresis current control strategy,both of them adjust the duty cycle of the switch tube simultaneously.Make a simulation on the work process of the forward converter adopting the proposed strategy in MATLAB/Simulink and complete the hardware circuit,the simulation and experimental results show that both the main and auxiliary circuits have high output voltage precision when one load changes.It improves the cross regulation problem,and also verifies the design is feasible.

Dual-output Forward converter Main and auxiliary synchronous Cross regulation

1000-7202(2017)01-0029-06

TM46

A

2016-11-29,

2017-02-21

張婷(1988-),女,講師,碩士,主要研究方向:DC-DC變換器、物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)。