T型三電平VSC-HVDC系統(tǒng)模型預(yù)測(cè)靈活功率控制策略

梁營(yíng)玉 ，劉 濤 ，李 巖 ，黃偉煌 ，劉 樹(shù)

（1.中國(guó)礦業(yè)大學(xué)（北京）機(jī)電與信息工程學(xué)院，北京 100083；2.南方電網(wǎng)科學(xué)研究院有限責(zé)任公司 直流輸電技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣東 廣州 510080；3.北京四方繼保自動(dòng)化股份有限公司，北京 100085）

0 引言

基于全控型電力電子器件和脈沖寬度調(diào)制PWM（Pulse Width Modulation）技術(shù)的基于電壓源型換流器的高壓直流輸電VSC-HVDC（Voltage Source Converter based High Voltage Direct Current）具有不需要無(wú)功補(bǔ)償設(shè)備、可實(shí)現(xiàn)有功和無(wú)功功率的獨(dú)立控制、輸出電流波形質(zhì)量較好、不存在換相失敗問(wèn)題等優(yōu)點(diǎn)，自出現(xiàn)以來(lái)就得到了迅速的發(fā)展［1］。與電網(wǎng)換相高壓直流輸電LCC-HVDC（Line-Commutated Converter based HVDC）相比，VSC-HVDC在海上風(fēng)電并網(wǎng)、向偏遠(yuǎn)地區(qū)供電以及構(gòu)筑城市直流配電網(wǎng)等領(lǐng)域具有較大的優(yōu)勢(shì)［2-3］。

對(duì)于電網(wǎng)電壓對(duì)稱(chēng)時(shí)VSC-HVDC控制策略的研究較為成熟，本文重點(diǎn)關(guān)注電網(wǎng)電壓出現(xiàn)嚴(yán)重不對(duì)稱(chēng)時(shí)VSC-HVDC的控制策略。早期針對(duì)電壓不對(duì)稱(chēng)下控制策略的研究，主要集中在電流內(nèi)環(huán)的控制。文獻(xiàn)［4］利用雙dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換將正、負(fù)序電流轉(zhuǎn)化為直流量，然后采用4個(gè)比例積分PI（Proportional Integral）調(diào)節(jié)器進(jìn)行控制。文獻(xiàn)［5-6］在αβ坐標(biāo)系下采用2個(gè)比例諧振 PR（Proportional Resonant）調(diào)節(jié)器對(duì)正、負(fù)序電流實(shí)現(xiàn)統(tǒng)一控制。上述控制策略由功率外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)組成，控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，并且需要整定PI或PR參數(shù)。文獻(xiàn)［7］給出了功率預(yù)測(cè)模型，提出了預(yù)測(cè)無(wú)差拍直接功率控制策略，其省略了電流內(nèi)環(huán)，實(shí)現(xiàn)了對(duì)有功、無(wú)功的直接控制。但傳統(tǒng)的功率控制策略在電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)時(shí)會(huì)產(chǎn)生諧波電流，引起電能質(zhì)量問(wèn)題。為了克服上述缺點(diǎn)，文獻(xiàn)［8-9］提出了功率補(bǔ)償策略。傳統(tǒng)的功率補(bǔ)償策略只能實(shí)現(xiàn)抑制負(fù)序電流、抑制有功波動(dòng)和抑制無(wú)功波動(dòng)3種控制目標(biāo)。3種控制目標(biāo)相互矛盾，任意時(shí)刻只能選擇其中1種，控制方式不夠靈活。

本文以T型三電平VSC-HVDC系統(tǒng)為研究對(duì)象，介紹了T型三電平換流器的工作原理并建立了三電平VSC-HVDC數(shù)學(xué)模型；詳細(xì)描述了兩步預(yù)測(cè)直接功率控制策略的基本原理和執(zhí)行過(guò)程；給出了VSC-HVDC的靈活功率控制策略；搭建了T型三電平兩端VSC-HVDC仿真模型，驗(yàn)證了所提策略的正確性。

1 T型三電平VSC-HVDC數(shù)學(xué)模型

T型三電平電壓源換流器拓?fù)涫怯蒏naup P于2007年提出的［10］，它是一種改進(jìn)的中性點(diǎn)箝位型NPC（Neutral Point Clamped）三電平拓?fù)洌捎靡粋€(gè)雙向開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)中性點(diǎn)的鉗位功能［11-12］。相比于傳統(tǒng)的NPC拓?fù)?，T型三電平拓?fù)淦骷杀靖汀⑿枰尿?qū)動(dòng)電源更少、運(yùn)行效率更高［13］。因此，本文采用T型三電平拓?fù)渥鳛閂SC-HVDC換流站的主電路結(jié)構(gòu)，如圖1所示。

假設(shè)2個(gè)直流電容電壓相等，即udc1=udc2=udc／2。每相橋臂有 3 種輸出電壓：VTx1（x=a，b，c；后同）導(dǎo)通，其他IGBT關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)函數(shù)Sx=1，輸出電壓為udc／2；VTx2導(dǎo)通，其他 IGBT關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)函數(shù) Sx=-1，輸出電壓為 -udc／2；VTx3和 VTx4同時(shí)導(dǎo)通，VTx1和VTx2關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)函數(shù)Sx=0，輸出電壓為0。

圖1 T型三電平VSC-HVDC系統(tǒng)電路圖Fig.1 Circuitry diagram of T-type three-level VSC-HVDC system

根據(jù)圖1，以電流作為狀態(tài)變量，并根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得VSC-HVDC數(shù)學(xué)模型如下：

電壓和電流矢量可表示為：

其中，a=ej2π／3。

根據(jù)瞬時(shí)功率理論［14］，復(fù)功率可表示為：

根據(jù)式（3），復(fù)功率對(duì)時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)可表示為：

其中，上標(biāo)“*”代表矢量的共軛。

電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)時(shí)，電壓和電流矢量可表示為：

其中，上標(biāo)“+”、“-”分別代表正序、負(fù)序分量；U 為電壓幅值；I為電流幅值；θu、θi分別為電壓、電流初相角；ω1為基波角頻率。

根據(jù)式（5），電壓矢量對(duì)時(shí)間t的導(dǎo)數(shù)可表示為：

將式（1）和（7）代入式（4）可得復(fù)功率模型為：

分解式（8）的實(shí)部和虛部可得不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下有功和無(wú)功變化率表達(dá)式為：

式（9）和（10）是以有功和無(wú)功為狀態(tài)變量的數(shù)學(xué)模型，該模型在電網(wǎng)電壓對(duì)稱(chēng)和不對(duì)稱(chēng)情況下均適用。

直流電容電壓的數(shù)學(xué)模型可表示為：

直流側(cè)不平衡電壓可表示為：

其中，上標(biāo)“T”代表向量的轉(zhuǎn)置。且：

2 兩步預(yù)測(cè)直接功率控制

2.1 預(yù)測(cè)方程

有限控制集模型預(yù)測(cè)控制FCS-MPC（Finite Control Set Model Predictive Control）是由智利學(xué)者Jose Rodriguez于 2004年提出的［15］，依據(jù)預(yù)測(cè)方程和變流器可能的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合預(yù)測(cè)系統(tǒng)未來(lái)狀態(tài)，并根據(jù)構(gòu)造的目標(biāo)函數(shù)對(duì)每個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合對(duì)應(yīng)的預(yù)測(cè)值進(jìn)行評(píng)估，使目標(biāo)函數(shù)最小化的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合即為最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)。本文將基于兩步預(yù)測(cè)的FCS-MPC應(yīng)用于T型三電平VSC-HVDC，以實(shí)現(xiàn)功率的直接控制，該方法簡(jiǎn)稱(chēng)為兩步預(yù)測(cè)直接功率控制2s-PDPC（two-step-ahead Prediction Direct Power Control）。

為了預(yù)測(cè)系統(tǒng)未來(lái)狀態(tài)，首先應(yīng)推導(dǎo)相應(yīng)的預(yù)測(cè)方程，即離散數(shù)學(xué)模型。對(duì)式（9）和（10）進(jìn)行離散化可得有功和無(wú)功的預(yù)測(cè)方程如下：

其中，Ts為采樣周期。

根據(jù)式（2），式（14）和（15）中的實(shí)部和虛部可表示為：

式（16）中所有電氣量都是在k+h-1時(shí)刻的值，本文為了書(shū)寫(xiě)方便，省略了k+h-1。式（16）中的α分量和β分量可由克拉克變換得到，變換公式為：

其中，F(xiàn)代表電壓或電流。

令 h=1，可根據(jù)測(cè)量的相關(guān)電氣量 u（k）、i（k）及式（14）、式（15）和 27 個(gè)可能的輸出電壓 u1（k）預(yù)測(cè) k+1時(shí)刻的有功P（k+1）和無(wú)功Q（k+1）。 令 h=2，根據(jù) 27個(gè) k+1時(shí)刻的有功預(yù)測(cè)值 P（k+1）、無(wú)功預(yù)測(cè)值Q（k+1）和 27 個(gè)可能的輸出電壓 u1（k+1）以及u（k+1）、i（k+1）可得到 k+2 時(shí)刻的有功 P（k+2）和無(wú)功 Q（k+2）。 u（k+1）、i（k+1）可根據(jù)當(dāng)前時(shí)刻和歷史時(shí)刻的測(cè)量值，采用二階拉格朗日插值公式計(jì)算獲得［16-17］，具體如下：

根據(jù)上述過(guò)程，為了預(yù)測(cè)k+2時(shí)刻的有功和無(wú)功，每個(gè)控制周期需要計(jì)算27×27=729次預(yù)測(cè)方程。為了降低計(jì)算量，令k時(shí)刻到k+1時(shí)刻（第一個(gè)控制周期）的輸出電壓等于k+1時(shí)刻到k+2時(shí)刻（第二個(gè)控制周期）的輸出電壓，即 u1（k）=u1（k+1），則每個(gè)控制周期只需計(jì)算27次預(yù)測(cè)方程。

將式（12）進(jìn)行離散化可得直流側(cè)不平衡電壓的預(yù)測(cè)方程如下：

采用同樣的方法可根據(jù)式（19）預(yù)測(cè)k+2時(shí)刻的直流側(cè)不平衡電壓Δudc（k+2）。為了降低計(jì)算量，令

2.2 目標(biāo)函數(shù)設(shè)計(jì)及算法執(zhí)行過(guò)程

為了實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)控制，構(gòu)造目標(biāo)函數(shù)如下：

其中，λdc、λsw為權(quán)重系數(shù)；gPQ、gdc、gsw為 3 個(gè)目標(biāo)項(xiàng)。

目標(biāo)項(xiàng)gPQ用于實(shí)現(xiàn)功率指令的跟蹤，其表達(dá)式為：

目標(biāo)項(xiàng)gdc利用換流器的冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓的平衡，其表達(dá)式為：

目標(biāo)項(xiàng)gsw用于降低換流器的平均開(kāi)關(guān)頻率，提高運(yùn)行效率，其表達(dá)式為：

其中，nswx為從當(dāng)前時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換到下一時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，x相IGBT動(dòng)作的次數(shù)。當(dāng)前時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)即為上一時(shí)刻計(jì)算得到的最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)

a.當(dāng)，Sx（k）取-1、0、1 時(shí)，nswx分別對(duì)應(yīng)為 0、3、2；

b.當(dāng)取-1、0、1 時(shí)，nswx分別對(duì)應(yīng)為 3、0、3；

c.當(dāng)，Sx（k）取-1、0、1 時(shí)，nswx分別對(duì)應(yīng)為 2、3、0。

根據(jù)上述討論，nswx可用以下函數(shù)表示：

2s-PDPC流程圖如圖2所示，具體執(zhí)行過(guò)程如下。

a.測(cè)量：測(cè)量 k 時(shí)刻的電網(wǎng)電壓 u（k）、電流 i（k）、直流電壓 udc1（k）和 udc2（k）。

b.插值：根據(jù)歷史時(shí)刻和當(dāng)前時(shí)刻的采樣值，采用二階拉格朗日插值法計(jì)算 u（k+1）、i（k+1）。

c.預(yù)測(cè)：根據(jù)相應(yīng)的采樣值和27個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合｛（-1、-1、-1），（-1、-1、0），…，（0、0、0），…，（1、1、0），（1、1、1）｝，采用預(yù)測(cè)方程計(jì)算 k+2 時(shí)刻的有功功率 P（k+2）、無(wú)功功率 Q（k+2）和直流側(cè)不平衡電壓Δudc（k+2）。

d.評(píng)估：采用構(gòu)造的目標(biāo)函數(shù)對(duì)所有的預(yù)測(cè)值進(jìn)行評(píng)估，使目標(biāo)函數(shù)最小化的預(yù)測(cè)值對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)組合即為最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)。

e.應(yīng)用：依據(jù)最優(yōu)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，產(chǎn)生所有IGBT的觸發(fā)信號(hào)，應(yīng)用到換流器中。

f.循環(huán)：在下一控制周期重復(fù)步驟a—e。

圖2 2s-PDPC算法流程圖Fig.2 Flowchart of 2s-PDPC algorithm

3 靈活功率控制策略

電網(wǎng)電壓對(duì)稱(chēng)時(shí)，功率指令為：

其中，Pcons和Qcons為恒定的直流量。當(dāng)采用控制有功或無(wú)功的控制模式時(shí)，直接給定Pcons或Qcons；當(dāng)采用控制直流電壓或交流電壓的控制模式時(shí)，Pcons由直流電壓誤差信號(hào)經(jīng)PI調(diào)節(jié)器生成，Qcons由交流電壓誤差信號(hào)經(jīng)PI調(diào)節(jié)器生成。

根據(jù)文獻(xiàn)［8-9］，電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)下，當(dāng)電網(wǎng)中只含有基波電流時(shí)，無(wú)法同時(shí)抑制有功和無(wú)功波動(dòng)。若仍采用式（25）所示的有功和無(wú)功指令值，換流器將產(chǎn)生3、5、7等2k+1次諧波，導(dǎo)致電網(wǎng)電流發(fā)生畸變。為此，文獻(xiàn)［8-9］提出不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下的功率補(bǔ)償策略，即在原始功率指令 Pref（Pcons）和 Qref（Qcons）的基礎(chǔ)上分別增加一個(gè)功率補(bǔ)償量。則得到新的有功和無(wú)功指令如下：

不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下有3個(gè)可選擇的控制目標(biāo)：抑制負(fù)序電流、抑制有功波動(dòng)和抑制無(wú)功波動(dòng)。

對(duì)于控制目標(biāo)1（抑制負(fù)序電流），對(duì)應(yīng)的功率補(bǔ)償分量為：

對(duì)于控制目標(biāo)2（抑制有功波動(dòng)），對(duì)應(yīng)的功率補(bǔ)償分量為：

對(duì)于控制目標(biāo)3（抑制無(wú)功波動(dòng)），對(duì)應(yīng)的功率補(bǔ)償分量為：

采用傳統(tǒng)功率補(bǔ)償策略只能實(shí)現(xiàn)上述3種控制目標(biāo)，并且各控制目標(biāo)之間相互矛盾。例如，抑制負(fù)序電流時(shí)，有功和無(wú)功存在波動(dòng)分量；抑制有功波動(dòng)時(shí)，三相電流不對(duì)稱(chēng)且無(wú)功波動(dòng)幅度較大。

當(dāng)選擇控制目標(biāo)1時(shí)，三相電流對(duì)稱(chēng)，換流器可在電力電子器件不過(guò)流的情況下傳輸盡可能多的有功，但直流電容電壓會(huì)出現(xiàn)波動(dòng)，可能引起過(guò)電壓，損壞電力電子器件和電容器［18-19］；當(dāng)選擇控制目標(biāo)2時(shí)，消除了電容電壓的波動(dòng)分量，但三相電流會(huì)不對(duì)稱(chēng)，降低了換流器可傳輸?shù)淖畲笥泄β屎碗娋W(wǎng)電壓跌落時(shí)換流器可向電網(wǎng)提供的無(wú)功功率；當(dāng)選擇控制目標(biāo)3時(shí)，情況類(lèi)似，不再贅述。從以上分析中可以看出，由于只有3個(gè)可供選擇的控制目標(biāo)，難以在各種類(lèi)型的不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下同時(shí)滿足換流器自身的限制條件以及電網(wǎng)對(duì)換流器故障穿越能力的要求。為了能夠適應(yīng)各種類(lèi)型的不對(duì)稱(chēng)故障并提高控制的靈活性，本文給出一種新的功率指令表達(dá)式，具體如下：

其中，kPQ為調(diào)節(jié)系數(shù)，且 0≤kPQ≤1。

3個(gè)控制目標(biāo)分別對(duì)應(yīng)kPQ=0.5、kPQ=0和kPQ=1。 kPQ可在［0，1］連續(xù)調(diào)節(jié)，在［0，0.5］內(nèi)取值可實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)1和控制目標(biāo)2之間的折中，在（0.5，1］內(nèi)取值可實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)1和控制目標(biāo)3之間的折中。

4 仿真結(jié)果與分析

為驗(yàn)證本文所提控制策略的正確性和有效性，在PSCAD／EMTDC中搭建 T型三電平兩端 VSCHVDC系統(tǒng)，相關(guān)仿真參數(shù)如下：電網(wǎng)額定頻率為50 Hz，電網(wǎng)額定容量為30 MV·A，電網(wǎng)線電壓為10 kV，直流電壓udc=20 kV，系統(tǒng)等效電阻為0.01 Ω，系統(tǒng)內(nèi)電感為0.1 mH，連接電抗器等效電阻R=0.03 Ω，連接電抗器電感L=1.6 mH，直流電容Cd=2000 μF，采樣周期Ts=50 s。

圖3給出了逆變側(cè)a、b相電壓發(fā)生50%電壓跌落時(shí)，當(dāng)kPQ從0逐漸增大到1的仿真結(jié)果。可見(jiàn)，kPQ從0逐漸增大到1，有功波動(dòng)逐漸增大，無(wú)功波動(dòng)逐漸減小，三相電流的不平衡度先逐漸減小再逐漸增大。由此可知，kPQ=0對(duì)應(yīng)抑制有功波動(dòng)的控制目標(biāo)，kPQ=0.5對(duì)應(yīng)抑制負(fù)序電流的控制目標(biāo)，kPQ=1對(duì)應(yīng)抑制無(wú)功波動(dòng)的控制目標(biāo)。除了這3種傳統(tǒng)的控制目標(biāo)之外，本文所提的靈活功率控制還可在各控制目標(biāo)之間實(shí)現(xiàn)折中，能實(shí)現(xiàn)無(wú)數(shù)種控制目標(biāo)，實(shí)際中可根據(jù)具體的要求選擇合適的kPQ，控制方式靈活。

圖3 kPQ從0逐漸增加到1的仿真結(jié)果Fig.3 Simulative results when kPQincreases from 0 to 1

圖4以kPQ=0.5（抑制負(fù)序電流）為例，給出了對(duì)稱(chēng)和不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下的仿真結(jié)果。0.5 s時(shí)，a、b相電壓發(fā)生50%的電壓跌落，三相電網(wǎng)電壓由對(duì)稱(chēng)狀態(tài)變?yōu)椴粚?duì)稱(chēng)狀態(tài)。0.5 s前，三相電壓對(duì)稱(chēng)，有功和無(wú)功功率均為恒定的直流量，并分別精確跟蹤其指令值30 MW和0。0.5 s后，電網(wǎng)電壓不對(duì)稱(chēng)，由于采用抑制負(fù)序電流的控制目標(biāo)，故電流保持三相平衡。雖然負(fù)序電流被消除，但負(fù)序電壓與正序電流相互作用使得有功和無(wú)功存在2倍頻波動(dòng)，2倍頻的有功波動(dòng)導(dǎo)致直流電壓在0.5 s后也存在2倍頻的波動(dòng)。由于有功和無(wú)功指令始終保持不變，故電壓發(fā)生跌落后，三相電流有所增加。整個(gè)仿真過(guò)程中，直流電壓udc1和udc2始終保持平衡。仿真結(jié)果驗(yàn)證了2s-PDPC可實(shí)現(xiàn)功率指令的跟蹤和維持直流側(cè)電壓的平衡。

圖4 抑制負(fù)序電流的仿真結(jié)果Fig.4 Simulative results when suppressing negative current

為了將本文所提出的2s-PDPC與傳統(tǒng)的單步預(yù)測(cè)直接功率控制（1s-PDPC）進(jìn)行對(duì)比，圖 5（a）給出了采用1s-PDPC的仿真結(jié)果，圖5（b）給出了采用2s-PDPC的仿真結(jié)果。對(duì)比采用1s-PDPC和2s-PDPC時(shí)對(duì)應(yīng)的電流波形，采用2s-PDPC時(shí)的電流波形更加平滑，更接近理想正弦波。采用1s-PDPC和2s-PDPC對(duì)應(yīng)的交流電流總諧波畸變率THD（Total Harmonic Distortion）分別為4.93%和3.12%，從THD的對(duì)比中也可以看出，2s-PDPC的控制效果比1s-PDPC更具有優(yōu)越性。

圖5 1s-PDPC與2s-PDPC仿真結(jié)果對(duì)比Fig.5 Comparison of simulative results between 1s-PDPC and 2s-PDPC

圖6給出了權(quán)重系數(shù)λsw分別取0、0.3、0.8時(shí)，對(duì)應(yīng)的a相電流波形及VTa1的觸發(fā)信號(hào)。圖中，λsw分別取0、0.3、0.8時(shí)，對(duì)應(yīng)的a相電流THD分別為3.12%、3.63%、5.54%，對(duì)應(yīng)的換流器平均開(kāi)關(guān)頻率fsw分別為5300 Hz、1 470 Hz、782 Hz。換流器平均開(kāi)關(guān)頻率fsw表示換流器所有開(kāi)關(guān)器件平均頻率的平均值，具體如下：

其中，fVTxi為VTxi在一段時(shí)間內(nèi)的平均頻率，且x?｛a，b，c｝，i?｛1，2，3，4｝。

由圖6可知，通過(guò)增大λsw，可以顯著降低開(kāi)關(guān)器件平均頻率fsw，進(jìn)而減小了開(kāi)關(guān)的損耗，提高了換流器的運(yùn)行效率，但隨著權(quán)重系數(shù)λsw的增加，電流THD隨之不斷地增大。因此，當(dāng)選擇權(quán)重系數(shù)λsw時(shí)，需要在減小電流THD和降低開(kāi)關(guān)頻率之間進(jìn)行相應(yīng)的折中。

圖6 降低平均開(kāi)關(guān)頻率的仿真結(jié)果Fig.6 Simulative results when decreasing average switching frequency

5 結(jié)論

本文建立了T型三電平VSC-HVDC功率和直流電壓的離散數(shù)學(xué)模型并將FCS-MPC用于VSCHVDC的直接功率控制。為了適應(yīng)不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)并提高控制的靈活性，提出了靈活功率控制策略。得出以下結(jié)論：

a.靈活功率控制策略在對(duì)稱(chēng)和不對(duì)稱(chēng)電網(wǎng)電壓下均適用，通過(guò)調(diào)節(jié)kPQ的大小，除了能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)的3種控制目標(biāo)之外，還可實(shí)現(xiàn)各控制目標(biāo)之間的折中；

b.采用2s-PDPC時(shí)，電流波形質(zhì)量?jī)?yōu)于傳統(tǒng)的1s-PDPC；

c.采用2s-PDPC可以直接得到IGBT的觸發(fā)信號(hào)，省略了PWM的調(diào)制過(guò)程；

d.2s-PDPC可同時(shí)實(shí)現(xiàn)精確跟蹤功率指令、平衡直流側(cè)電容電壓和降低平均開(kāi)關(guān)頻率3個(gè)控制目標(biāo)。

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