一種減小三相級聯(lián)型PET各中間直流側電容的方法

劉 闖 ，齊瑞鵬，劉海軍 ，葛樹昆，支月媚 ，徐鑫哲

（1.東北電力大學 電氣工程學院，吉林 吉林 132012；2.全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院，北京 102211；3.國網(wǎng)北京市電力公司，北京 100031）

0 引言

相比于現(xiàn)有交流配電網(wǎng)，直流配電網(wǎng)可以有效地提高供電容量與電能質(zhì)量，快速獨立地控制有功功率，靈活、便捷地接入可再生能源。因此，未來配電網(wǎng)必然要從現(xiàn)有交流配電網(wǎng)轉變?yōu)橐粋€以傳統(tǒng)交流為網(wǎng)絡支撐，能夠?qū)崿F(xiàn)交流配電網(wǎng)、直流配電網(wǎng)及交直流混合配電網(wǎng)的不同電壓等級互聯(lián)，且通過直流來實現(xiàn)功率柔性調(diào)節(jié)的新型配電網(wǎng)［1-2］。

作為交流配電網(wǎng)的關鍵組成設備，傳統(tǒng)工頻變壓器利用工頻鐵芯實現(xiàn)變壓、隔離和能量傳遞等基本功能，其可控性、兼容性較差，已遠不能滿足新型交直流混合配電網(wǎng)對電氣設備智能化水平的要求［3］。電力電子變壓器PET（Power Electronics Transformer）作為新型配電網(wǎng)的核心部件，又稱為固態(tài)變壓器SST（Solid-State Transformer），其將電力電子功率變換技術和電磁感應高頻隔離技術相結合，實現(xiàn)電能交直流混合柔性控制，是未來能源互聯(lián)網(wǎng)終端的能源路由器［3-5］。

目前PET普遍采用級聯(lián)型多電平系統(tǒng)結構，通過星形或三角形搭建三相系統(tǒng)結構。為了能夠使得PET真正工程化，除了兼顧高效率、高輸出性能外，還應提高其整體功率密度，降低空間體積，減少成本。然而對于三相級聯(lián)型PET，由于交流側電流和電壓都是基頻的正弦波，所以其功率以2倍基頻頻率波動，同時三相功率波動會分別通過各相PET向三相公共直流側傳遞。為了保證公共直流側電源不受 2倍頻率 DLF（Double-Line-Frequency）功率波動的影響，傳統(tǒng)做法是在中間直流側并聯(lián)大電容來限制功率波動。同時為了增加系統(tǒng)可靠性而采用薄膜電容，更增加了PET的體積，降低了功率密度，提高了成本［5-8］。

本文針對三相級聯(lián)型PET存在的2倍頻率功率波動引起的中間直流側大電容問題展開深入研究，提出了一種針對三相級聯(lián)型系統(tǒng)的正弦功率傳輸SPT（Sinusoidal Power Transfer）概念，以減小三相級聯(lián)型PET中各獨立中間直流側大電容，并保證了恒定的直流電源，從而提高系統(tǒng)功率密度，降低成本。

1 三相級聯(lián)型PET的2倍頻率功率波動問題

三相級聯(lián)型PET采用三相AC-DC變換器實現(xiàn)三相交流到各中間獨立直流側的功率變換，并通過高頻隔離型DC-DC變換器將各獨立中間直流電匯集到公共直流側。本節(jié)深入分析了三相級聯(lián)型PET的2倍頻率功率波動特性，并提出一種針對三相級聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念。

1.1 三相級聯(lián)型PET中間直流側2倍頻率功率波動分析

如圖1所示，三相級聯(lián)型PET是基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的模塊化結構，是由3個獨立的單相系統(tǒng)組成。其中單相PET是一種具有高頻隔離、高效率、高功率密度等特性的電力電子功率變換器，主要包括AC-DC變換器、中間直流側電容C2和高頻隔離型DC-DC變換器。其工作過程為：工頻交流電功率通過AC-DC變換器從交流側流入中間直流側，2倍頻率的功率波動在中間直流側電容C2中得到緩沖，然后，緩沖后的恒定功率經(jīng)過高頻隔離DC-DC變換器傳遞到公共直流側［5-9］。

圖1 三相級聯(lián)型PET結構Fig.1 Structure of three-phase cascaded PET

圖1中，ua、ub、uc為交流側三相電壓；ia、ib、ic為交流側三相電流；Pa、Pb、Pc為交流側三相功率；Udc2為中間直流側電壓；Pripa、Pripb、Pripc為中間直流側三相功率波動變化值；Udc為公共直流側電壓；Pdca、Pdcb、Pdcc為公共直流側三相功率；Pdc為公共直流側三相功率之和，Pdc=Pdca+Pdcb+Pdcc；Idc為平均波動直流電流。

為了確保三相級聯(lián)型PET公共直流側功率穩(wěn)定，傳統(tǒng)方法是在PET中間直流側安裝大容量電容C2來抑制功率波動，功率波動由中間直流側電容承擔，電容上的功率波動Prip較大，如圖1所示。一般情況下PET中間直流側要有穩(wěn)定的直流電壓，因此本文要求中間直流側C2的電壓波動在5%左右，同時電容 C2要滿足［10-11］：

其中，uac、iac分別為交流電壓、電流；ω0為交流頻率；ΔUdc2為中間直流側電壓波動值。由式（1）可知，為了保證PET中間直流側有穩(wěn)定的直流電壓，PET中間直流側電容C2會很大。而由于中間直流側電容C2承擔著交流側傳遞過來功率波動的緩沖作用，會讓電容的使用壽命下降，也會造成三相PET的制造成本增加及功率密度下降?；谏鲜龇治?，下文提出了三相級聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念。

1.2 三相級聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念

正弦功率傳輸概念是根據(jù)DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性提出的，即DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當直流側電壓被控制在期望值時，諧振變換器具備電壓箝位功能，保證PET中間直流側的電壓不會隨著功率而變化，其2倍頻率的功率波動可以看作是靈活的2倍頻率的電流波動，同時DC-DC諧振變換器內(nèi)部不會對2倍頻率的電流波動產(chǎn)生影響。三相級聯(lián)型PET正弦功率傳輸概念如圖2所示。當交流側產(chǎn)生功率波動時，減小中間直流側電容C2，電容C2不對功率波動進行緩沖，電容功率波動Prip較小，由于DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性，傳遞到中間直流側的傳輸功率會通過DC-DC諧振變換器以2倍頻率波動向公共直流側傳遞，公共直流側功率波動為Pdc，其功率波動與交流側功率波動類似，仍是2倍頻率的波動，因為三相對稱系統(tǒng)功率波動理論上瞬時值為零，所以三相PET公共直流側功率之和的波動會很小。

圖2 三相級聯(lián)型PET正弦功率傳輸概念Fig.2 SPT concept for three-phase cascaded PET

正弦功率傳輸概念既不會影響三相級聯(lián)型PET的功率傳遞，又不會影響公共直流側電源，同時具有以下優(yōu)點：增加了三相級聯(lián)型PET的功率密度；降低了三相級聯(lián)型PET的制造成本；延長了中間直流側電容的使用壽命。

2 基于正弦功率傳輸概念的PET單級控制系統(tǒng)

傳統(tǒng)PET控制策略分為3級，即高壓級AC-DC控制策略、隔離級DC-DC控制策略以及低壓級DCAC控制策略［11-12］。本節(jié)所討論的正弦功率傳輸概念對低壓級并無影響，因此只針對PET前兩級控制策略進行討論。

2.1 基于傳統(tǒng)PET控制的正弦功率傳輸控制

對于傳統(tǒng)PET控制策略，一般采取的都是雙級控制，即高壓級AC-DC控制與隔離級DC-DC控制。其中高壓級的控制目標是將所有AC-DC模塊的中間直流側電壓均穩(wěn)定在期望值；隔離級的控制則是以高壓級AC-DC控制為基礎，控制目標是將隔離級輸出直流側電壓穩(wěn)定在期望值［12］。

文獻［11-12］提供了一種典型的傳統(tǒng)三相PET控制思路。高壓級AC-DC控制策略是通過基于dq解耦的相間直流電壓平衡控制策略得到每一相的等效交流側電壓，即得到等效調(diào)制比dae、dbe、dce。由于傳統(tǒng)PET在實際運行中，并不能保證每一相內(nèi)各ACDC模塊的直流側電壓完全均衡，因此必須在前述控制策略的基礎上進行相內(nèi)直流電壓平衡控制；而隔離級DC-DC控制策略則是采用了一種典型的雙有源全橋控制策略，由電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)組成，以保證直流變換器輸出電壓穩(wěn)定在期望值，并實現(xiàn)直流變換器之間的均流控制。

基于上述傳統(tǒng)PET控制思路，本節(jié)提出一種傳統(tǒng)型PET正弦功率傳輸控制策略，是根據(jù)正弦功率傳輸概念減小中間直流側電容C2，但不使用DC-DC諧振變換器而使用普通DC-DC變換器的情況下，即沒有電壓箝位功能，具體控制策略如圖3（a）所示，其中ed、eq和id、iq分別為三相交流電壓和電流經(jīng)dq變換后的電壓和電流；Udcxi（x=a，b，c；i=1，2， …，n）為中間直流側每一相中每一個模塊的電壓值；Udcref、udref和uqref分別為直流側和dq變換后的電壓期望參考值；Udccomxi和Udccomref分別為直流側每一相中每一個模塊的實際電壓和參考電壓；ixi為每一相中每一個模塊的電流。第一級的控制策略是基于dq解耦，采用相間直流電壓平衡控制策略和相內(nèi)直流電壓平衡控制策略，分別如圖 3（b）和圖 3（c）所示，其中 Udcave為中間直流側平均電壓；idref、iqref為dq變換后電流參考值；dxe為每一相的調(diào)制比；dxi（x=a，b，c；i=1，2，…，n）為每一相中每一個模塊的調(diào)制比，最終實現(xiàn)各AC-DC模塊的直流側電壓均穩(wěn)定在參考值的控制目標。第二級的控制策略則是在傳統(tǒng)PET隔離級DCDC控制策略基礎上的變形。由于沒有使用DC-DC諧振變換器，即沒有電壓箝位功能，為了保證功率波動能夠在隔離級DC-DC正常傳輸，在不考慮功率損失的情況下，電流內(nèi)環(huán)中加入2倍頻率波動電流的參考值 I′ref，如式（2）和圖 3（a）中所示。

其中，Um為交流側基頻的正弦電壓幅值；Im為交流側基頻的正弦電流幅值。

式（2）中2倍基頻頻率波動的電流波動等于交流側的功率波動，因此，交流側功率波動在向公共直流側傳遞的過程中沒有儲存在中間直流側電容C2中，電容C2也沒有緩沖功率波動。本節(jié)式（2）中的波動電流就是正弦傳輸電流。

上述控制策略在實現(xiàn)傳統(tǒng)PET控制策略的功能基礎上，還能夠保證正弦功率傳輸概念的實現(xiàn)。然而，基于傳統(tǒng)PET控制的正弦功率傳輸控制策略（不使用DC-DC諧振變換器的控制策略），放大了傳統(tǒng)PET控制策略冗余復雜的缺點，使得控制難度與控制成本變得更大。

圖3 傳統(tǒng)PET的正弦功率傳輸控制策略Fig.3 SPT control strategy for traditional PET

2.2 基于DC-DC諧振變換器的正弦功率傳輸自適應單級控制策略

基于DC-DC諧振變換器的PET正弦功率傳輸控制策略，是采取諧振變換器工作在近似諧振模式條件下，當公共直流側電壓被控制在期望值時，各諧振變換器具備獨立的直流側電壓箝位功能，其中間直流側電壓不變，因此PET控制策略無需對隔離級DC-DC進行單獨控制，簡化控制策略來實現(xiàn)單級控制。

基于DC-DC諧振變換器的正弦功率自適應控制策略很容易實現(xiàn)，只需要利用DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下靈活的功率傳輸特性。隨著PET中間直流側電容C2減小，由于DC-DC諧振變換器具有靈活的功率傳遞特性，各相2倍頻率功率波動會自然地通過DC-DC諧振變換器向公共直流側傳遞，同時PET中間直流側電壓不會波動，具體控制策略如圖4所示。因此，基于DC-DC諧振變換器的三相PET，可以使PET的正弦功率傳輸?shù)目刂齐y度與控制成本變小，從而更加簡單有效地實現(xiàn)正弦功率傳輸概念，使其得到更廣泛的應用。

3 基于LLC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET工作特性分析

諧振變換器作為新型的DC-DC變換器［13］，可以實現(xiàn)零電壓開關ZVS（Zero Voltage Switching）和零電流開關 ZCS（Zero Current Switching），因此具有高效率和高功率密度的優(yōu)勢。特別是工作在諧振頻率條件下，恒電壓增益特性能夠簡化PET系統(tǒng)。

3.1 LLC諧振變換器特性分析

目前應用的諧振變換器有很多種，例如具有單向功率傳輸?shù)腖LC諧振變換器［14-15］。本文主要研究的諧振變換器是全橋LLC諧振變換器，如圖5所示。圖中，漏感Lr為諧振電感；Lm為勵磁電感；Cr為諧振電容；Udc1為輸入側直流電壓；Idc1為輸入側直流電流；ipri為變壓器一次側電流；isec為變壓器二次側電流；Uab為變壓器一次側電壓；nT為變壓器變比；U0為輸出側直流電壓；Idc2為輸出側直流電流；R0為負載電阻。

LLC諧振變換器完全諧振時的交流等效電路如圖6所示。圖中，Ui為輸入電壓；Req為耦合到一次側的交流電阻。

圖4 基于諧振變換器的正弦功率自適應控制策略Fig.4 SPT self-adaptation control strategy based on resonant converters

圖5 全橋LLC諧振變換器拓撲Fig.5 Topology of full-bridge LLC resonant converter

圖6 全橋LLC諧振變換器交流等效電路Fig.6 AC equivalent circuit for full-bridge LLC resonant converter

Req、諧振頻率fr、品質(zhì)因數(shù)Q的計算公式如式（3）—（5）所示。

由等效電路得出變換器電壓增益M的計算公式為：

其中，h為勵磁電感Lm與諧振電感Lr的比值；kf為開關頻率fs與諧振頻率fr的比值。

LLC諧振直流變換器的輸入側直流電流Idc和輸出側整流電流 I0分別如式（7）和式（8）所示［15-16］。

其中，Ts為開關周期。

為滿足實驗要求，通過計算確定參數(shù)取值為：Lr=7.81 μH，Lm=187 μH，Cr=1 μF。 頻率響應分析儀掃描出的LLC諧振變換器在不同負載條件（負載電阻變化范圍為16～160 Ω）下的方波激勵的幅頻特性如圖7所示。從圖7可以看出，當開關頻率fs工作在諧振頻率fr附近時，LLC諧振變換器電壓增益M與負載R0幾乎是相互獨立的［2，6］。 這是LLC諧振變換器與其他諧振變換器相比所具有的明顯優(yōu)勢，非常適合在PET中應用。

圖7 LLC諧振變換器增益特性Fig.7 Gain characteristics of LLC resonant converter

圖8為LLC諧振變換器在開關頻率fs=50 kHz時的實驗波形。已知變壓器變比nT=1∶1，輸入側直流電壓Udc1=200V，從圖8中得到輸出側電壓U0=200V。因此，實驗結果證明了LLC諧振變換器具有良好的電壓箝位功能，它能夠使三相PET更加簡單有效地實現(xiàn)正弦功率傳輸概念。

圖8 全橋LLC諧振變換器實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of full-bridge LLC resonant converter

圖9 單相PET中間直流側電容特性分析Fig.9 Characteristic analysis of intermediate DC-link capacitors in single-phase PET

3.2 三相級聯(lián)型PET中間直流側電容分析

本文的三相級聯(lián)型PET模塊是基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的模塊化結構，是由3個獨立的單相PET構成，如圖1所示。單相PET由AC-DC變換器、直流側電容和DC-DC諧振變換器組成。其中AC-DC變換器可以是全橋變換器，或者是雙降壓式全橋逆變器［16］；DC-DC諧振變換器是全橋LLC諧振變換器。

對單相PET中間直流側電容的特性進行分析，如圖9所示。

為了保證PET公共直流側不受交流側2倍頻率功率波動的影響，在不使用正弦功率傳輸概念的情況下，傳統(tǒng)做法是增加直流側電容C2來緩沖功率波動，由電容C2承擔功率波動，根據(jù)LLC諧振變換器輸出側（PET中間直流側）整流電流 I0公式（8），則PET中間直流側電容C2要滿足如式（9）所示的關系。

其中，d為全橋逆變器調(diào)制比。

對式（9）進行整理可得電容C2的表達式為：

設單相DC 200 V-AC 170 V PET，電壓變比nT=1∶1，Lm=187 μH，開關頻率 fs=50 kHz，ΔUdc=10 V，負載電阻R0=20 Ω，對式（10）進行最小電容值計算，計算得最小電容值為C2=71 mF。可見使用傳統(tǒng)方法限制交流側傳遞過來的功率波動，在滿足功率傳輸和不造成公共直流側功率波動的條件下，三相PET中間直流側電容C2會很大。而基于正弦功率傳輸概念的三相級聯(lián)型PET的中間直流側電容C2不對功率波動進行緩沖，且中間直流側電壓由諧振變換器箝住為期望電壓，所以其中間直流側使用較小的電容即可。

3.3 基于正弦功率傳輸概念的三相級聯(lián)型PET公共直流側功率波動分析

雖然基于正弦傳輸概念的三相級聯(lián)型PET只有較小的功率因數(shù)調(diào)節(jié)能力，但是它對于單向功率傳輸?shù)腜ET而言可以有效地減小體積和制造成本。因此，本節(jié)對基于正弦功率傳輸概念的三相級聯(lián)型PET進行了孤島模式功率分析。具體分析模塊由全橋逆變器、小電容C2和LLC諧振變換器構成，如圖9所示。單相AC-DC變換器的功率方程為：

其中，ω0=2πf0；uac=Umsin（ω0t）；iac=Imsin（ω0t）；R0=uac／iac；d=Um／Udc2。

忽略功率損耗，且根據(jù)正弦功率傳輸概念，中間直流側電容C2很小，不對功率波動進行緩沖，因此列寫功率守恒方程，即中間直流側功率 P2（t）=P3（t）?？梢酝茖С鯨LC諧振變換器整流側（PET中間直流側）等效波動負載 Rdc（t）為：

由LLC諧振變換器輸入側（PET公共直流側）直流電流公式（7）和式（12）且 LLC 變換器變比 nT=1∶1，可以推導出三相PET公共直流側三相電流為：

化簡方程如下：

三相級聯(lián)型PET公共直流側的總電流Idc1為：

對于三相級聯(lián)型PET，由于交流側電流和電壓都是基頻的正弦波，所以其功率以2倍基頻頻率波動，同時根據(jù)正弦功率傳輸概念減小中間直流側電容C2，交流側三相功率波動分別通過各相PET傳遞到公共直流側。由于LLC諧振變換器靈活的功率傳輸特性，可以將基于LLC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET的功率波動看作是靈活的電流波動，傳遞到公共直流側的每相電流波動會很大且頻率是交流側電流頻率的2倍，但公共直流側三相電流之和的波動很小。

根據(jù)上文對三相級聯(lián)型PET中間直流側電容和公共直流側電流的分析，基于LLC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET可以保證正弦功率傳輸概念的可行性，即在減小中間直流側電容的同時，又保證公共直流側的穩(wěn)定性。

4 實驗驗證

為了驗證本文提出的基于LLC諧振變換器的三相PET正弦功率傳輸概念的可行性，設計和制造了一臺三相DC 200 V-AC 170 V PET，其由3個圖9所示的單相PET組合而成，并在孤島模式情況下進行了測試。實驗參數(shù)如下：開關頻率fs=50 kHz；輸入側直流電壓Udc1=200 V；勵磁電感Lm1=187 μH，Lm2=189 μH，Lm3=188 μH；一次側漏感 Lr1=7.81 μH，Lr2=7.87 μH，Lr3=7.92 μH；諧振電容 Cr=1 μF；LLC 諧振變換器穩(wěn)壓電容C2取為40 μF和2040 μF；變比nT=16∶16；輸出側交流電壓 uac=170cos（ωt）；輸出交流電壓頻率f=50 Hz。

圖10 實驗波形Fig.10 Experimental waveforms

根據(jù)正弦功率傳輸概念，當三相PET中間直流側電容較小（C2=40 μF）時，電容 C2不緩沖功率波動。如圖 10（a）和（b）所示，中間直流側三相電壓（Udc2a、Udc2b、Udc2c）都穩(wěn)定在同一數(shù)值，而中間直流側三相電流（idc2a、idc2b、idc2c）以 2 倍基頻頻率波動，驗證了基于LLC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET具有電壓箝位功能，即LLC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當公共直流側電壓被控制在期望值時，其中間直流側電壓不隨功率波動而變化，因此2倍頻率的功率波動可以看作是靈活的2倍頻率的電流波動。

如圖11所示，根據(jù)正弦功率傳輸概念，工作在諧振頻率模式下的LLC諧振變換器，可以靈活地傳遞以2倍基頻頻率波動的三相電流。圖11（a）為LLC諧振變換器一次側電流波動（ipria、iprib、ipric），圖 11（b）為LLC 諧振變換器二次側電流波動（iseca、isecb、isecc）。圖 11證明了LLC諧振變換器內(nèi)部不會對2倍頻率的電流波動產(chǎn)生影響。圖10和圖11驗證了在中間直流側電容為小電容（C2=40 μF）的情況下，功率波動幾乎沒有被小電容緩沖或限制，LLC諧振變換器可以根據(jù)靈活的功率傳遞特性對交流側的功率波動進行傳遞。

圖11 LLC諧振變換器一次側和二次側電流波動Fig.11 Primary-side and secondary-side currents of LLC resonant capacitor

圖12（a）和（b）分別為當中間直流側電容為C2=2040 μF和C2=40 μF時，公共直流側b相電流的峰峰值（Idc1b=8.3 A，Idc1b=9.6 A），而2種情況下的三相電流之和沒有變化。通過圖12可知在減小中間直流側電容C2時，公共直流側單相電流的峰峰值會變大，而公共直流側三相總電流波動不大。

圖12 中間直流側電容電流波動Fig.12 Current ripples of intermediate DC-link capacitor

以上實驗結果驗證了基于LLC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET的正弦功率傳輸概念的可行性。正弦功率傳輸概念可以有效地減小中間直流側電容，并根據(jù)LLC諧振變換器具有靈活的功率傳輸特性，將交流側三相功率波動分別傳遞到公共直流側，從而降低2倍頻率功率波動對各獨立中間直流側電容的影響；由于三相對稱系統(tǒng)功率波動理論上瞬時值為零，三相功率之和的波動很小，對三相PET公共直流側功率影響也會很小。公共直流側單相電流和三相電流之和的變化情況與前文數(shù)學模型分析的數(shù)學關系式一致。

5 結論

本文在基于DC-DC諧振變換器的三相級聯(lián)型PET的基礎上提出正弦功率傳輸概念，它能夠有效地減小中間直流側的電容，將交流側三相功率波動通過DC-DC諧振變換器分別傳遞到公共直流側，而三相級聯(lián)型PET公共直流側不受功率波動的影響。此外，由于采取DC-DC諧振變換器工作在近似諧振模式下，當公共直流側電壓被控制在期望值時，各諧振變換器具備獨立直流側電壓箝位功能，實現(xiàn)中間直流側電壓不變，進而實現(xiàn)單級控制系統(tǒng)概念，降低三相級聯(lián)型PET系統(tǒng)的控制復雜性和控制成本，從而更加簡單有效地實現(xiàn)正弦功率傳輸概念。

參考文獻：

［1］曹一家，劉易珠，闕凌燕，等.換電站與電網(wǎng)協(xié)調(diào)的多目標雙層實時充放電調(diào)度方法［J］. 電力自動化設備，2015，35（4）：1-7.CAO Yijia，LIU Yizhu，QUE Lingyan，et al.Multi-objective bilevel real-time charging／discharging dispatch with coordination of BSS and grid［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（4）：1-7.

［2］杜翼，江道灼，尹瑞，等．直流配電網(wǎng)拓撲結構及控制策略［J］．電力自動化設備，2015，35（1）：139-145.DU Yi，JIANG Daozhuo，YIN Rui，etal．Topologicalstructure and control strategy of DC distribution network［J］．Electric Power Automation Equipment，2015，35（1）：139-145．

［3］WANG J，HUANG A，SUNG W，et al.Smart grid technologies［J］.IEEE Industrial Electronics Magazine，2009，3（2）：16-23.

［4］RONAN E，SUDHOFF S，GLOVER S，et al.A power electronicbased distribution transformer［J］.IEEE Transactions on Power Delivery，2002，17（2）：537-543.

［5］ISLAM M R，GUO Y，ZHU J.A high-frequency link multilevel cascaded medium-voltage converter for direct grid integration of renewable energy systems［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（8）：4167-4182.

［6］HAFEZ B，KRISHNAMOORTHY H S，ENJETI P，et al.Medium voltage power distribution architecture with medium frequency isolation transformer for data centers［C］∥2014 Twenty-Ninth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.Fort Worth，TX，USA：IEEE，2014：3485-3489.

［7］DONG D，CVETKOVIC I，BOROYEVICH D，et al.Grid-interface bidirectional converter for residential DC distribution systemspart one：high-density two-stage topology［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28（4）：1655-1666.

［8］BLAABJERG F，CONSOLI A，F(xiàn)ERREIRA J A，et al.The future of electronic power processing and conversion ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20（3）：715-720.

［9］XUE Lingxiao，SHEN Zhiyu，BOROYEVICH D，et al.Dual active bridge-based battery charger for plug-in hybrid electric vehicle with charging current containing low frequency ripple［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（12）：1920-1925.

［10］KREIN P T，BALOG R S，MIRJAFARI M.Minimum energy and capacitance requirementsforsingle-phaseinvertersand rectifiers using a ripple port［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（11）：4690-4698.

［11］HWANG S H，LIU X，KIM J M，et al.Distributed digital control of modular-based solid-state transformer using DSP+FPGA［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（2）：670-680.

［12］SHI J，GOU W，YUAN H，et al.Research on voltage and power balance control for cascaded modular solid-state transformer［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26（4）：1154-1166.

［13］陳章勇，許建平，王金平，等.一種新型非調(diào)節(jié)隔離DC-DC變換器［J］. 電工技術學報，2014，29（12）：58-65，72.CHEN Zhangyong，XU Jianping，WANG Jinping，et al.A novel unregulated isolated DC-DC converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29（12）：58-65，72.

［14］陳申，呂征宇，姚瑋.LLC諧振型軟開關直流變壓器的研究與實現(xiàn)［J］. 電工技術學報，2012，27（10）：163-169.CHEN Shen，Lü Zhengyu，YAO Wei.Research and verification on LLC resonant soft switching DC-DC transformer［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2012，27（10）：163-169.

［15］胡海兵，王萬寶，孫文進，等.LLC諧振變換器效率優(yōu)化設計［J］.中國電機工程學報，2013，33（18）：48-56.HU Haibing，WANG Wanbao，SUN Wenjin，et al.Optimal efficiency design of LLC resonant converters［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33（18）：48-56.

［16］LIU Chuang，SUN Pengwei，LAI J S，et al.Cascade dual-Boost／Buck active-front-end converter for intelligent universal transformer［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59（12）：4671-4680.