基于頻段導(dǎo)向的PWM逆變器主動(dòng)熱管理控制

黃守道，陳葉宇，劉 平，榮 飛

（湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長(zhǎng)沙 410082）

0 引言

新能源發(fā)電、電力傳輸、混合動(dòng)力汽車等技術(shù)的快速發(fā)展促進(jìn)了電力電子功率器件的大規(guī)模應(yīng)用。隨著半導(dǎo)體芯片制造技術(shù)的不斷進(jìn)步、封裝工藝的日趨成熟，絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）的功率等級(jí)和密度也越來越高。當(dāng)IGBT在高功率密度、循環(huán)負(fù)載等復(fù)雜環(huán)境下運(yùn)行時(shí)，殼溫會(huì)急速上升，這將直接導(dǎo)致熱平衡時(shí)溫度升高［1］。尤其是在高轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速頻繁發(fā)生變化的電動(dòng)汽車和風(fēng)力發(fā)電等新能源的應(yīng)用中，器件內(nèi)部平均結(jié)溫和溫度波動(dòng)更大，功率模塊更易發(fā)生失效。因此，通過損耗計(jì)算和實(shí)時(shí)結(jié)溫觀測(cè)，對(duì)逆變器實(shí)現(xiàn)主動(dòng)熱管理控制，是提高IGBT穩(wěn)定性和降低逆變器運(yùn)行維護(hù)成本的有效途徑。

現(xiàn)有的功率器件主動(dòng)熱管理控制方法主要有調(diào)節(jié)開關(guān)頻率、優(yōu)化調(diào)制策略、電流限幅和直流母線電壓控制等方法。文獻(xiàn)［2］提出利用開關(guān)頻率控制來降低開關(guān)損耗、限制結(jié)溫波動(dòng)。文獻(xiàn)［3-4］通過改變空間矢量調(diào)制序列來達(dá)到重置熱負(fù)荷的目的。文獻(xiàn)［5］提出控制正交內(nèi)環(huán)電流來實(shí)現(xiàn)熱平滑控制。文獻(xiàn)［6］將連續(xù)脈寬調(diào)制（CPWM）和不連續(xù)脈寬調(diào)制（DPWM）2種調(diào)制方式進(jìn)行有效結(jié)合，并根據(jù)實(shí)際工況變化情況選擇最佳調(diào)制策略來降低結(jié)溫?？紤]到單一控制方式調(diào)節(jié)范圍有限，也有文獻(xiàn)將幾種控制策略結(jié)合在一起加以控制［7-10］。文獻(xiàn)［11］根據(jù)不同的功率等級(jí)（正常、過熱、關(guān)機(jī)、功率循環(huán)高/低），結(jié)合模糊控制器動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)開關(guān)頻率和電流。文獻(xiàn)［12］考慮電機(jī)的性能，將調(diào)節(jié)開關(guān)頻率、最大電流限制及直流母線電壓控制相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)主動(dòng)熱管理。

上述的功率器件熱管理控制均沒有考慮到輸出頻率對(duì)結(jié)溫的影響。文獻(xiàn)［13］提到逆變器輸出頻率較高時(shí)器件內(nèi)部結(jié)溫波動(dòng)較小，輸出頻率較低時(shí)結(jié)溫波動(dòng)會(huì)變大。當(dāng)電動(dòng)汽車在頻繁加速或制動(dòng)時(shí)，其逆變器的輸出頻率會(huì)隨時(shí)發(fā)生變化，器件結(jié)溫也會(huì)隨之呈現(xiàn)出有規(guī)律的變化趨勢(shì)。因此，將輸出頻率的動(dòng)態(tài)變化應(yīng)用到主動(dòng)熱管理控制中是十分有必要的。本文基于頻段導(dǎo)向，通過損耗計(jì)算和實(shí)時(shí)結(jié)溫觀測(cè)，在低輸出頻率區(qū)域采用滯環(huán)控制調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，在高輸出頻率區(qū)域?qū)﹄娏鬟M(jìn)行限幅，從而改善溫度性能，為逆變器主動(dòng)熱管理控制提供了一種新方法。

1 結(jié)溫觀測(cè)及可靠性分析

1.1 逆變器損耗計(jì)算模型

本文研究對(duì)象為電壓型PWM逆變器，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。功率器件為一個(gè)帶反向二極管（FWD）的IGBT。在逆變器中，IGBT和FWD是最脆弱、最易損壞的部件。并且，功率器件內(nèi)部半導(dǎo)體硅芯片所產(chǎn)生的功率損耗也是最主要的熱源。因此，本文對(duì)逆變器系統(tǒng)的損耗計(jì)算是以IGBT和FWD為主的。其中IGBT損耗主要包括通態(tài)損耗和開關(guān)損耗，F(xiàn)WD損耗主要包括通態(tài)損耗和反向恢復(fù)損耗［14-17］。

圖1 三相電壓型PWM逆變器Fig.1 Three-phase voltage-source PWM inverter

根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)［18］提供的曲線可以通過擬合分別得到 IGBT 和 FWD 的飽和電壓降 UCE（t）和 UD（t）：

其中，UCE0（Tj）、UD0（Tj）、RT（Tj）、RD（Tj）可分別通過數(shù)據(jù)手冊(cè)插值計(jì)算得到，與溫度有關(guān)；IC（t）為IGBT的導(dǎo)通電流，其大小為：

其中，Im1為電流最大幅值；f0為輸出頻率。

當(dāng)電壓型逆變器采用空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）方法時(shí)，其占空比函數(shù)需在正弦脈寬調(diào)制（SPWM）的基礎(chǔ)上加上一個(gè)三次諧波［19］：

其中，m為調(diào)制比。

飽和電壓降與通態(tài)電流共同作用時(shí)，會(huì)產(chǎn)生通態(tài)損耗。IGBT和FWD在一個(gè)輸出周期里的通態(tài)損耗 PIcon（t）和 PDcon（t）分別計(jì)算如下：

IGBT的開關(guān)損耗PIsw（t）和FWD的反向恢復(fù)損耗PDref（t）也可以在數(shù)據(jù)手冊(cè)上通過擬合得到：

其中，fsw為開關(guān)頻率；Kon、Koff、Kref為溫度系數(shù)；Eon、Eoff、Eref分別為模塊開通、關(guān)斷、反向恢復(fù)一次的能耗，可擬合為一個(gè)關(guān)于 IC（t）的三階多項(xiàng)式；UCE、UD分別為IGBT、FWD的輸入電壓；Urated為數(shù)據(jù)手冊(cè)測(cè)定損耗時(shí)的額定電壓。

因此，總損耗的計(jì)算公式為：

其中，PI（t）、PD（t）分別為IGBT、FWD 的總損耗。

1.2 結(jié)溫模型

系統(tǒng)的簡(jiǎn)化熱模型如圖2所示。

僅考慮垂直方向熱傳導(dǎo)，可將模塊到外殼之間的傳熱模型等效為四階RC熱網(wǎng)絡(luò)。其計(jì)算公式如式（11）所示。

圖2 系統(tǒng)的簡(jiǎn)化熱模型Fig.2 Simplified thermal models of system

其中，Zjc（t）為熱阻抗值；Tj（t）、Tc（t）分別為器件、結(jié)殼溫度，兩者之差即為溫差ΔTjc；P為損耗值。

IGBT模塊參數(shù)可以利用數(shù)據(jù)手冊(cè)擬合得到，計(jì)算公式為：

其中，n為擬合次數(shù)，一般擬合為四階網(wǎng)絡(luò)即可達(dá)到精度要求，故本文取n=4；IGBT模塊中熱阻 IGBT_R1—IGBT_R4分別為0.00493K /W、0.01501K /W、0.13088 K/W、0.10919K/W；熱時(shí)間常數(shù)分別為0.01187ms、2.364ms、26.01ms、64.99ms；FDW 模塊中熱阻Diode_R1—Diode_R4分別為0.00908 K/W、0.02726 K /W、0.24202 K /W、0.20164 K/W；熱時(shí)間常數(shù)分別為0.01187 ms、2.364 ms、26.01 ms、64.99 ms。

由于逆變器在使用過程中受到各種因素的干擾，利用數(shù)據(jù)手冊(cè)提供的熱阻抗值可能會(huì)使計(jì)算不夠精確。但是，用生產(chǎn)廠商提供的手冊(cè)具有一定的安全裕量，可以防止過高溫。

散熱器因其幾何結(jié)構(gòu)和物理參數(shù)較易獲取，因此熱阻抗可以用式（13）、（14）進(jìn)行計(jì)算：

其中，d為在熱傳導(dǎo)方向的長(zhǎng)度，取79.7mm；S為散熱面積，取4.285×10-3m2；λ為導(dǎo)熱系數(shù)，取值為237 W/（m·K）；c 為定壓比熱容，取 0.88×103J/（kg·K）；ρ為密度，取2.7×103kg/m3。將數(shù)據(jù)代入，可以計(jì)算得到熱阻 Rh=0.078 K /W，熱容 Ch=811.44 J/K。

由圖2可知，6個(gè)相同的IGBT模塊加在1個(gè)散熱器模塊上，可以計(jì)算得到模塊的溫升。結(jié)合環(huán)境溫度，IGBT和FWD的結(jié)溫計(jì)算如下：

其中，Ta為環(huán)境溫度。

以IGBT在結(jié)溫穩(wěn)定狀態(tài)下的仿真結(jié)果為例，此時(shí)逆變器仿真參數(shù)如下：輸入直流電壓為640V，功率因數(shù)為0.85，開關(guān)頻率為10kHz，輸出頻率為5Hz，輸出電流為90A，環(huán)境溫度為50℃，IGBT模塊型號(hào)為FS100R12KE3。可以得到溫度波動(dòng)ΔT和平均結(jié)溫Tm為：

在一個(gè)輸出周期里，Tmax為結(jié)溫最大值，Tmin為結(jié)溫最小值。IGBT的損耗Ploss和結(jié)溫T曲線如圖3所示。

圖3 IGBT的損耗與結(jié)溫曲線Fig.3 Loss curve and junction temperature curve of IGBT

由圖3可知，在正半周期IGBT的損耗可類似為半正弦波，溫度在正半周期迅速升高，在損耗達(dá)到峰值時(shí)繼續(xù)上升；在負(fù)半周期時(shí)，損耗為0，溫度逐漸下降，此時(shí)輸出頻率為5 Hz，結(jié)溫波動(dòng)高達(dá)70℃。

1.3 可靠性分析

因?yàn)槠骷牧系臒崤蛎浵禂?shù)不同，當(dāng)平均結(jié)溫較高，特別是溫度波動(dòng)較大時(shí)，材料不同程度的壓縮或拉伸最終會(huì)使器件因功率循環(huán)疲勞累計(jì)而發(fā)生失效，器件的 Coffin-Manson失效壽命模型［20-21］如下：

其中，Nf（Tm，ΔT）為在平均結(jié)溫 Tm、結(jié)溫波動(dòng) ΔT 條件下，器件可進(jìn)行功率循環(huán)的總次數(shù)；A、α為與器件相關(guān)的常數(shù)，分別取640、-5；Ea為激活能量常數(shù)，取7.8×104J /mol；kB為玻爾茲曼常量，取 8.314 J/（mol·K）。

根據(jù)式（19）可繪出Tm與ΔT對(duì)Nf的影響曲線，如圖4所示。從圖中可以看出，熱波動(dòng)循環(huán)和持續(xù)高溫將加速功率器件的失效，尤其是前者，對(duì)Nf的影響更大。當(dāng)ΔT低至15℃時(shí)，Nf達(dá)到108，甚至更高，此時(shí)可靠性較高。因此，提高器件可靠性的關(guān)鍵是要盡可能降低平均結(jié)溫Tm和溫度波動(dòng)ΔT，提高功率循環(huán)次數(shù)Nf。

圖4 Tm和ΔT對(duì)功率循環(huán)次數(shù)Nf的影響Fig.4 Curve of power cycle number Nfvs.ΔT for different values of Tm

1.4 頻段區(qū)域?qū)驒C(jī)理

結(jié)合損耗計(jì)算公式和傳熱模型，可得出在不同電流幅值下輸出頻率f0對(duì)平均結(jié)溫Tm和結(jié)溫波動(dòng)ΔT的影響曲線，如圖5所示，此時(shí)開關(guān)頻率為10kHz。圖中，Tm_90、Tm_60分別為當(dāng)電流為90A、60A 時(shí)的平均結(jié)溫；ΔT90、ΔT60分別為當(dāng)電流為90A、60A 時(shí)的結(jié)溫波動(dòng)。

圖5 在不同的電流下f0對(duì)Tm和ΔT的影響Fig.5 Curves of Tmand ΔT vs.f0for different currents

由圖5可以得到以下結(jié)論。

a.輸出頻率f0對(duì)結(jié)溫波動(dòng)ΔT的影響較大，尤其是當(dāng)輸出頻率較低時(shí)，效果更加明顯。當(dāng)f0=5Hz時(shí)，ΔT高達(dá) 70℃，而當(dāng) f0＞30Hz時(shí)，ΔT降到 15℃，甚至更低。這是因?yàn)楫?dāng)輸出頻率較低時(shí)，在一個(gè)輸出周期內(nèi)，結(jié)溫升高和降低過程的時(shí)間都比較長(zhǎng)，導(dǎo)致Tmax和Tmin相差很大，結(jié)溫波動(dòng)較大。

b.平均結(jié)溫Tm受輸出頻率f0的影響較小，其大小主要與輸出電流Im有關(guān)。當(dāng)Im=90 A時(shí)，Tm約為110℃；當(dāng)Im=60 A時(shí)，Tm約為85℃。并且，隨著f0的增加，Tm的值基本能保持穩(wěn)定。

c.輸出電流Im越大，平均結(jié)溫Tm越高，溫度波動(dòng)ΔT也越大，但I(xiàn)m主要還是影響Tm的高低。這是因?yàn)楫?dāng)f0較高時(shí)，ΔT本身較小，Im對(duì)其影響并不明顯。

因此，在不同的輸出頻率下，器件的結(jié)溫性能表現(xiàn)有很大不同。對(duì)IGBT進(jìn)行有效熱管理，應(yīng)結(jié)合輸出頻率對(duì)結(jié)溫性能的影響，在低輸出頻率下，降低結(jié)溫波動(dòng)ΔT，在高輸出頻率下，降低平均結(jié)溫Tm，這是實(shí)現(xiàn)頻段導(dǎo)向熱管理控制的主要思路。

2 主動(dòng)熱管理設(shè)計(jì)

圖6 Im和fsw對(duì)IGBT平均損耗的影響Fig.6 Camber of IGBT average loss vs.Imand fsw

由式（1）和式（5）可知，IGBT 的導(dǎo)通損耗會(huì)隨電流Im增大而增大，由式（7）可知，IGBT的開關(guān)損耗會(huì)隨開關(guān)頻率fsw增加而增大。圖6給出了Im和fsw對(duì)平均損耗的影響。圖中，Imax為電流最大幅值，取值范圍為0～100 A；fsw取值范圍為2～10 kHz。從圖中可以看出，若合理降低fsw或?qū)m進(jìn)行限幅，都可以有效降低損耗。

逆變器主動(dòng)熱管理控制框圖如圖7所示。當(dāng)f0較低時(shí)，例如電動(dòng)汽車啟動(dòng)和制動(dòng)，在這個(gè)短暫工況下，降低fsw可以降低開關(guān)損耗，從而緩解逆變器的熱沖擊，也有利于系統(tǒng)在低速運(yùn)行時(shí)有足夠大的電流。當(dāng)f0較高時(shí)，例如電動(dòng)汽車正常運(yùn)行或加速行駛，此時(shí)，ΔT變化不大，長(zhǎng)時(shí)間運(yùn)行下Tm成為影響功率器件熱循環(huán)能力的主要因素。為了要盡可能保證系統(tǒng)正常工作效率，可以保持fsw不變，但可以適當(dāng)對(duì)Im進(jìn)行限幅，從而降低Tm。

圖7 逆變器主動(dòng)熱管理控制系統(tǒng)框圖Fig.7 Block diagram of active thermal management control system for inverter

圖8為頻段導(dǎo)向熱管理控制的具體思路。從圖4和圖5中可以看出，當(dāng)f0為30 Hz時(shí)，ΔT已經(jīng)可以降低到15℃，Nf高達(dá)108，器件較為可靠。因此本文選擇以30 Hz為劃分界限，對(duì)f0進(jìn)行區(qū)域劃分，將f0低于30 Hz判定為低頻區(qū)，反之則為高頻區(qū)。

圖8 頻段導(dǎo)向控制Fig.8 Band-oriented control

在低頻區(qū)域，本文選用的是三階滯環(huán)控制器，這樣可以在不影響輸出轉(zhuǎn)矩的情況下降低開關(guān)損耗。圖中，為初始開關(guān)頻率，取為10 kHz。例如，當(dāng)結(jié)溫超過 T1（15 ℃）時(shí)，可以將 fsw從 f4（10 kHz）下降至f3（8 kHz）；當(dāng)結(jié)溫低于 T2（25 ℃）且高于 T1（15 ℃）時(shí)，由于滯環(huán)控制的特點(diǎn)，會(huì)將fsw從f3（8 kHz）下降至 f2（6 kHz），依此類推。當(dāng)溫度一直高于 T4（45 ℃）時(shí)，fsw保持不變，直到ΔT逐步降低，fsw才會(huì)逐級(jí)增加。降低開關(guān)頻率會(huì)導(dǎo)致相電流諧波變大，從而增加諧波損耗，影響逆變器的輸出性能。為了降低其影響并保證電流的正常輸出，將滯環(huán)控制器中最小的開關(guān)頻率f1設(shè)定為4 kHz。

在高頻區(qū)域，由于在該階段ΔT較小，因此對(duì)電流Im進(jìn)行限幅可以有效降低導(dǎo)通損耗，從而降低平均結(jié)溫。利用平均結(jié)溫Tm與給定結(jié)溫T*m的差值，通過模糊PI控制器的參數(shù)設(shè)定，可以得到電流限幅值Ilim。這樣初始電流值i*經(jīng)過Ilim限幅之后，可得到幅值下降的負(fù)載電流i，可以避免IGBT長(zhǎng)期處于高溫狀態(tài)下運(yùn)行，有助于提高器件長(zhǎng)時(shí)間工作的可靠性。

3 仿真驗(yàn)證與評(píng)價(jià)

利用前文介紹的電熱耦合模型，在MATLAB/Simulink上建立了數(shù)值仿真電路進(jìn)行了驗(yàn)證。系統(tǒng)未加入控制時(shí)，逆變器的開關(guān)頻率為10 kHz，輸出頻率從5 Hz增加到100 Hz。圖9為采用頻段導(dǎo)向控制前后功率模塊的結(jié)溫變化曲線。圖中，虛線為未加入控制時(shí)變量的變化曲線，實(shí)線為采用頻段導(dǎo)向控制時(shí)的曲線，后同。從該圖9（a）可以看出，加入控制后，與開關(guān)頻率為10 kHz時(shí)的溫度相比，結(jié)溫都有較大程度的降低。當(dāng)仿真進(jìn)行到0.25s左右時(shí)，結(jié)溫變化曲線如圖9（b）所示。此時(shí)輸出頻率約為10 Hz，結(jié)溫波動(dòng)較大；系統(tǒng)采用了開關(guān)頻率滯環(huán)控制進(jìn)行主動(dòng)熱管理后，其結(jié)溫波動(dòng)從45℃降低到25℃，其平均結(jié)溫也從93℃降低到77℃。當(dāng)仿真進(jìn)行到4.4 s左右時(shí)，結(jié)溫變化曲線如圖9（c）所示。此時(shí)輸出頻率為100 Hz，結(jié)溫波動(dòng)基本保持7℃不變；當(dāng)采用了電流限幅控制后，平均結(jié)溫下降10℃左右。

圖9 采用頻段導(dǎo)向結(jié)溫控制前后結(jié)溫對(duì)比Fig.9 Comparison of junction temperature between with and without band-oriented control

采用控制前后相關(guān)量的對(duì)比如圖10所示。圖10（a）和圖10（b）分別為采用控制前后開關(guān)頻率和結(jié)溫波動(dòng)的對(duì)比，可以看出，初始時(shí)刻開關(guān)頻率較高，但隨著滯環(huán)控制開始作用，開關(guān)頻率隨結(jié)溫波動(dòng)大幅下降；在結(jié)溫波動(dòng)小于15℃時(shí)，又能適當(dāng)提高開關(guān)頻率。從圖10（c）可以看出，在輸出頻率較高時(shí)，對(duì)電流限幅可有效降低平均結(jié)溫，整體下降10℃左右，并保持穩(wěn)定。從圖10（d）中看出，功率循環(huán)次數(shù)在采用控制后提升了將近8倍，有效延長(zhǎng)了器件壽命。

圖10 控制前后相關(guān)量對(duì)比Fig.10 Comparison of related measurements between with and without control

4 結(jié)論

本文基于輸出頻率對(duì)溫度性能的影響，根據(jù)輸出頻率大小將控制區(qū)域劃分為低輸出頻率區(qū)域和高輸出頻率區(qū)域，提出了一種基于頻段導(dǎo)向的主動(dòng)熱管理控制方法，尤其適用于高轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速隨時(shí)變換的工況。該控制策略能實(shí)現(xiàn)如下的功能：

a.在低輸出頻率區(qū)域調(diào)節(jié)開關(guān)頻率以降低熱溫度波動(dòng)，在高輸出頻率區(qū)域?qū)﹄娏鬟M(jìn)行限幅，可降低平均結(jié)溫、緩解熱應(yīng)力；

b.可以有效提高熱循環(huán)次數(shù)，特別是可以避免熱循環(huán)溫度過高等狀況，延長(zhǎng)器件使用壽命；

c.充分利用功率模塊的熱限制范圍，有利于在系統(tǒng)設(shè)計(jì)過程中降低功率半導(dǎo)體的熱等級(jí)，推進(jìn)集成高功率電力電子器件的廣泛應(yīng)用。

本文提出的主動(dòng)熱管理控制方法是基于解析計(jì)算法得到的實(shí)時(shí)結(jié)溫，如何獲得更為準(zhǔn)確、可靠的實(shí)時(shí)結(jié)溫?cái)?shù)據(jù)，是后期研究的一個(gè)主要內(nèi)容。此外，本文提出在高頻下采用電流限幅控制，能有效改善溫度性能，但也將對(duì)負(fù)載功率造成一定的影響。后期將在此基礎(chǔ)上做進(jìn)一步仿真和實(shí)驗(yàn)研究，尋求最優(yōu)控制點(diǎn)，以權(quán)衡驅(qū)動(dòng)控制和溫度管理對(duì)負(fù)載的影響。

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