基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器

陳 騫 ，陸 翌 ，裘 鵬 ，吳佳毅 ，虞海泓 ，杜錦佩

（1.國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司電力科學(xué)研究院，浙江 杭州 310014；2.國(guó)網(wǎng)浙江省電力公司，浙江 杭州 310007；3.浙江大學(xué) 求是學(xué)院，浙江 杭州 310058）

0 引言

三相不控整流因其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠而廣泛應(yīng)用于中大功率場(chǎng)合。但是由于三相不控整流的非線性，向電網(wǎng)注入大量的諧波電流。諧波電流的出現(xiàn)會(huì)對(duì)公用電網(wǎng)產(chǎn)生污染，它使用電設(shè)備所處的環(huán)境惡化，也給周圍的通信系統(tǒng)和公用電網(wǎng)以外的設(shè)備帶來(lái)危害。因此，減小諧波電流、提高功率因數(shù)是整流器的2個(gè)重要目標(biāo)。

減小諧波電流、提高功率因數(shù)的方法主要分為無(wú)源和有源兩大類。無(wú)源方法的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，文獻(xiàn)［1-2］提出近正弦輸入電流三相整流器的概念，這類整流器利用外加電感、電容使輸入電流近正弦。但若要達(dá)到理想的總諧波畸變率（THD）和功率因數(shù)，所需要的濾波電感、濾波電容值非常大，實(shí)際中無(wú)法實(shí)現(xiàn)；并且濾波電感、濾波電容值與負(fù)載一一對(duì)應(yīng)，因此只適用于負(fù)載變化很小的場(chǎng)合。文獻(xiàn)［3-5］采用的多脈波整流技術(shù)具有無(wú)需控制系統(tǒng)、降低設(shè)備成本、提高效率等優(yōu)點(diǎn)，但是網(wǎng)側(cè)電流諧波含量仍然較高。有源方法包括脈寬調(diào)制（PWM）整流器和加入有源功率因數(shù)校正器，其原理是改進(jìn)變流器自身性能，與無(wú)源方法相比，有源方法更積極［6-12］。PWM整流器成本高，且開(kāi)關(guān)損耗大，在大功率場(chǎng)合缺點(diǎn)尤為明顯。目前三相有源功率因數(shù)校正技術(shù)遠(yuǎn)不如單相有源功率因數(shù)校正技術(shù)成熟，已成為中外學(xué)者研究的重點(diǎn)。有學(xué)者提出一種三相電源并聯(lián)前饋補(bǔ)償式功率因數(shù)校正電路，這類整流器通過(guò)外加并聯(lián)功率因數(shù)校正電路使得輸入電流近正弦、控制方便、電路簡(jiǎn)潔［13-15］，但對(duì)于其工作原理、控制方案設(shè)計(jì)有待進(jìn)一步深入研究。

本文在此基礎(chǔ)上對(duì)后級(jí)拓?fù)溥M(jìn)行優(yōu)化，對(duì)12段工作區(qū)間的工作模式進(jìn)行分析并建立理論模型。同時(shí)提出了一種針對(duì)該拓?fù)涞目刂品桨覆⑸钊胗懻摿嗽撜髌髟谠摽刂品桨赶碌墓ぷ魈匦?。最后搭建仿真、?shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，將仿真、?shí)驗(yàn)結(jié)果與理論模型的結(jié)果比較，驗(yàn)證控制方案的正確性。

1 拓?fù)浼肮r分析

本文研究的基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器如圖1所示。該拓?fù)溆芍髦泛蛷闹穬刹糠植⒙?lián)而成，主支路為三相不控整流電路，從支路為雙 Boost功率因數(shù)校正電路，Sa、Sb、Sc3 個(gè)雙向開(kāi)關(guān)在某一時(shí)刻導(dǎo)通其中 2 個(gè)。圖1（a）中，iam、ibm、icm分別為主支路 a、b、c 三相電流；iaA、ibA、icA分別為從支路 a、b、c 三相電流；ia、ib、ic分別為 a、b、c 三相主從支路的合路電流；ir為從整流器輸出電流；im為主支路直流側(cè)電流；is為從支路雙Boost交聯(lián)變換器輸出電流；負(fù)載電流io=im+is；uA為從整流器輸出電壓；um為主整流器輸出電壓；uo為總輸出電壓。

圖1（b）為從支路中的雙 Boost交聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［16］，它由2個(gè)對(duì)稱的Boost變換器在輸入端并聯(lián)且在輸出端串聯(lián)而成。支路1、2的輸入電壓為uA，每個(gè)支路獨(dú)立運(yùn)行，不相互影響，支路1的輸出電壓為u32，支路2的輸出電壓為u14。若K1的占空比為D1，K2的占空比為D2，那么：

因此輸出電壓為：

圖1 基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器Fig.1 Three-phase power factor corrector based on cross-linked bi-Boost topology

其中③處的電位，④處電位。

若D1=D2=D，那么輸出電壓為：

與普通的Boost電路相比，雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞妮敵鲭妷嚎烧{(diào)范圍高于普通拓?fù)?，電流?yīng)力沒(méi)有增加，IGBT與二極管的電壓應(yīng)力均為，是輸出電壓的。由此可見(jiàn)新拓?fù)渚哂懈蟮妮敵鲭妷赫{(diào)節(jié)范圍，卻并沒(méi)有增大器件的電壓、電流應(yīng)力。另外雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞?路Boost可獨(dú)立控制，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)從整流器直流側(cè)正、負(fù)端電流的分別控制，抑制環(huán)流的產(chǎn)生。根據(jù)以上分析可知，雙Boost交聯(lián)拓?fù)浞浅＿m合本文新型三相功率因數(shù)校正器拓?fù)洹?/p>

將一個(gè)工頻周期分成12段工作區(qū)間，每段對(duì)應(yīng)的Sa、Sb、Sc3個(gè)雙向開(kāi)關(guān)的時(shí)序，主從回路的導(dǎo)通相、網(wǎng)側(cè)三相電流ia、ib、ic的表達(dá)式如圖2所示。從圖2中可以發(fā)現(xiàn)拓?fù)湔９ぷ鲿r(shí)，任何時(shí)刻主整流器的導(dǎo)通相為同極性的兩相中絕對(duì)值較大相以及與其相反的相，從整流器的導(dǎo)通相為同極性的兩相中絕對(duì)值較小相以及與其相反的相。以階段為例，此時(shí)主整流器b、c相導(dǎo)通，從整流器通過(guò)控制雙向開(kāi)關(guān) Sa、Sc，使得 a、c 相導(dǎo)通。

圖2 基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器的工作時(shí)序圖Fig.2 Working sequence of three-phase power factor corrector based on cross-linked bi-Boost topology

三相不控整流的a相電流ia波形如圖3所示。從波形上來(lái)看，引起ia失真的主要原因是階段波形的缺失，因此如果能補(bǔ)上這3段的電流波形，ia的諧波含量將極大程度地減小。圖1中對(duì)于a相而言，從支路的作用就是通過(guò)對(duì)Boost電路的控制補(bǔ)償每個(gè)工頻周期內(nèi)ia在階段的缺失波形，并且改善階段的波形，以減小網(wǎng)側(cè)電流諧波，b、c相的情況與a相一致。

圖3 三相不控整流相電流波形及頻譜Fig.3 Waveform and spectrum of phase current of three-phase diode bridge rectifier

根據(jù)以上的分析可得從整流器輸出電流ir、從整流器輸出電壓uA如圖4所示。其中ir與各段補(bǔ)償相的電壓相位一致，例如在階段，ir與相電壓 ua的相位一致。

圖4 ir、uA 的理想波形Fig.4 Ideal waveforms of irand uA

2 網(wǎng)側(cè)電流的諧波分析

令負(fù)載為恒功率負(fù)載（一般是DC-DC變換器），相電壓峰值為U，輸出功率為P，對(duì)網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行諧波分析。

三相輸入電壓為：

若功率因數(shù)為1，那么三相輸入電流為：

整流器的輸出功率為：

因此可得三相電流的表達(dá)式為：

不計(jì)電容Cm、CA并且雙Boost交聯(lián)變換器的工作頻率無(wú)窮大時(shí)，從整流器的輸出電壓可以近似為6脈波電壓。由于ir的周期為工頻周期的1/6，因此在上述前提下僅對(duì)階段的電流進(jìn)行諧波分析，該區(qū)間的主從支路網(wǎng)側(cè)電流流通圖如圖5所示。網(wǎng)側(cè)電流的正方向如圖1中箭頭所示。

圖5 （0，π/3）區(qū)間主從支路網(wǎng)側(cè)電流流通圖Fig.5 Relationship of phase current during interval （0，π/3）

a.（0，π/6）階段。

主整流器b、c相工作，從整流器a、c相工作。此時(shí)輸出電壓，a 相電壓 ua=。

為保持（0，π/6）階段電流連續(xù)，有：

根據(jù)功率守恒的原則將ir轉(zhuǎn)換為Boost輸出電流is。

b.（π/6，π/3） 階段。

主整流器a、c相工作，從整流器b、c相工作。此時(shí)輸出電壓，a 相電壓 ua=。

為保持（π/6，π/3）階段電流連續(xù)，有：

根據(jù)瞬時(shí)功率守恒的原則可以將ir轉(zhuǎn)換為Boost輸出電流 is。

剩余區(qū)間網(wǎng)側(cè)電流的推導(dǎo)結(jié)果同上，由以上推導(dǎo)結(jié)果可見(jiàn)負(fù)載為恒功率負(fù)載，不計(jì)電容Cm、CA且IGBT 開(kāi)關(guān)頻率無(wú)窮大時(shí)，ia、ib、ic均為純正弦。

實(shí)際上Boost電路的工作頻率不可能無(wú)窮大，因此需要使用濾波電容，考慮濾波電容CA、Cm時(shí)，a相電流可以表示如下：

由上式可知：考慮濾波電容CA、Cm時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流諧波含量與總功率P、相電壓峰值U、角頻率ω、電容Cm、電容 CA有關(guān)。

3 控制系統(tǒng)工作原理

3.1 基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器控制系統(tǒng)框圖

基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器僅需控制從支路的雙向開(kāi)關(guān) Sa、Sb、Sc以及 K1、K2即可。其控制系統(tǒng)框圖如圖6所示?？刂葡到y(tǒng)通過(guò)檢測(cè)三相電壓、雙Boost交聯(lián)變換器輸入輸出電流（ir+、ir-、is1、is2），追蹤相位基準(zhǔn)信號(hào) ir（wave）和幅值基準(zhǔn)信號(hào) is（ref）并由此合成電流環(huán)的基準(zhǔn)信號(hào)ir（ref），實(shí)現(xiàn)對(duì)is1、is2的平均值控制以及ir+、ir-的波形控制，從而提高功率因數(shù)，減小網(wǎng)側(cè)電流諧波含量。

其中Sa、Sb、Sc在一個(gè)工頻周期內(nèi)的時(shí)序關(guān)系已在圖2中列出，只需檢測(cè)網(wǎng)側(cè)電壓相位即可確定各時(shí)刻 Sa、Sb、Sc的導(dǎo)通狀態(tài)。K1、K2的控制與傳統(tǒng)有源功率因數(shù)校正器的控制相似。常用的控制AC-DC開(kāi)關(guān)變換器的實(shí)現(xiàn)方法基本上有3種：電流峰值控制、電流滯環(huán)控制以及平均電流控制。由于電流滯環(huán)控制方法具有控制方法簡(jiǎn)單、電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、抑制負(fù)載擾動(dòng)能力強(qiáng)、魯棒性好等優(yōu)點(diǎn)，本系統(tǒng)采用滯環(huán)控制。滯環(huán)控制框圖如圖7所示。K1、K2的控制互相獨(dú)立，其中K1取ir+、is1的濾波值作為電流反饋，而K2則取 ir-、is2的濾波值作為電流反饋，但 K1、K2均取ir（wave）作為相位基準(zhǔn)信號(hào)。通過(guò)對(duì) K1、K2進(jìn)行獨(dú)立控制，實(shí)現(xiàn)了對(duì)ir+、ir-的控制，保證了從整流器正端流出的電流全部流回負(fù)端，避免環(huán)流的產(chǎn)生。

圖7 滯環(huán)控制框圖Fig.7 Block diagram of hysteresis control

3.2 電感電流控制策略

根據(jù)第2節(jié)中的公式推導(dǎo)過(guò)程可知基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器的控制需要注意以下2點(diǎn)：控制恒功率負(fù)載（DC-DC變換器），使其工作于恒功率狀態(tài)；補(bǔ)償每相過(guò)零前后π/6相位區(qū)間的缺失電流，以（0，π/6）階段為例，此階段需使ir+=ir-=Psin（ωt） /（1.5U）。

本系統(tǒng)中負(fù)載電流由主支路和從支路共同提供，其中主支路為三相不控整流，可以看成電壓源，而從支路根據(jù)電流控制的原理可以看成電流源。系統(tǒng)的輸出電壓等于電壓源的輸出電壓，即6脈波電壓，若負(fù)載功率一定，則總輸出電流io固定。通過(guò)控制從支路的輸出電流is以及Boost輸入電流ir實(shí)現(xiàn)對(duì)每相過(guò)零前后π/6相位區(qū)間缺失電流的補(bǔ)償。

圖6 基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器系統(tǒng)控制框圖Fig.6 Control block diagram of three-phase power factor corrector system based on cross-linked bi-Boost topology

從支路的功率為：

由于系統(tǒng)的總輸出功率為P，因此主支路的輸出功率為：

根據(jù)式（18）、（19）可得：

由以上分析可得：系統(tǒng)只要滿足式（20），并且ir能夠跟蹤ir（wave）的相位即可實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流諧波的優(yōu)化控制。

圖7的控制框圖就是在以上分析的基礎(chǔ)上搭建的。通過(guò)檢測(cè)電壓相位并進(jìn)行信號(hào)處理即可確定ir（wave），其中相位基準(zhǔn)信號(hào) ir（wave）與相電壓相位的關(guān)系如圖4所示。is（ref）為電流外環(huán)的給定，由于需要滿足式（20），因此 is（ref）=28 Im/97。電流外環(huán)經(jīng)過(guò) PI調(diào)節(jié)后的輸出與ir（wave）的乘積作為雙Boost交聯(lián)變換器輸入電流的給定信號(hào) ir（ref），對(duì)雙 Boost交聯(lián)變換器輸入電流ir進(jìn)行控制。電流滯環(huán)跟蹤原理如圖8所示，圖中T為控制周期，Δi為滯環(huán)控制的環(huán)寬，滯環(huán)上、下限分別為 ir（ref）+Δh、ir（ref）-Δh。當(dāng) ir＞ ir（ref）+Δh 時(shí)，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，ir下降；當(dāng) ir＜ir（ref）-Δh 時(shí)，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，ir上升。正是通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)間的調(diào)節(jié)使得 ir在給定信號(hào)ir（ref）附近呈鋸齒狀波動(dòng)，實(shí)現(xiàn)了跟蹤的目的。Δh的大小影響ir的波動(dòng)，進(jìn)而影響網(wǎng)側(cè)電流的諧波，因此選擇合適的Δh對(duì)于控制系統(tǒng)而言非常重要。為改善K1、K2的開(kāi)關(guān)特性，需要對(duì)電流采樣值進(jìn)行濾波處理。

圖8 滯環(huán)控制原理Fig.8 Principle of hysteresis control

4 電路參數(shù)的設(shè)計(jì)

系統(tǒng)已確定參數(shù)如下：三相輸入相電壓有效值為220 V，輸出電壓為514.6 V，輸出功率為30 kW，輸出電流為57.18 A，從支路電流有效值為12.8 A。

4.1 開(kāi)關(guān)管最大開(kāi)關(guān)頻率的確定

根據(jù)圖8可得，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，有：

開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，有：

因此可得開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率為：

從式（24）可知，滯環(huán)控制時(shí)開(kāi)關(guān)頻率與電感L、環(huán)寬Δh、輸出電壓uo有關(guān)，由于輸出電壓變化，因此滯環(huán)控制的開(kāi)關(guān)頻率也是變化的。根據(jù)系統(tǒng)的功率等級(jí)確定開(kāi)關(guān)管的最大工作頻率為20 kHz，根據(jù)工作頻率繼而確定電感以及環(huán)寬的值。將前6個(gè)階段對(duì)應(yīng)不同的uA、uo代入式（24），繪制一個(gè)工頻周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)頻率分布圖，如圖9所示。

圖9 開(kāi)關(guān)頻率f在一個(gè)周期內(nèi)的變化曲線Fig.9 f-t curve during a period

4.2 連續(xù)模式下Boost升壓電路電感L的設(shè)計(jì)

電感的設(shè)計(jì)步驟如下。

a.確定輸出電壓uo。

輸出電壓。

b.確定最大輸入電流Iimax。

電感應(yīng)當(dāng)在最大電流時(shí)避免飽和。最大輸入電流發(fā)生在輸入電壓最低且輸出功率最大時(shí)。

其中，從支路輸出功率Ps=uois；最低輸入電壓有效值uimin=0.8 uin；η 為 Boost變換器效率。

令η=0.9，根據(jù)已確定的系統(tǒng)參數(shù)可得Ps=6 591W，uimin=304.84 V，最大輸入電流有效值Iimax=24 A。

c.確定開(kāi)關(guān)頻率f。

4.1節(jié)中已確定開(kāi)關(guān)頻率f=20 kHz。

d.確定最大占空比Dmax。

根據(jù)連續(xù)模式Boost變換器輸出電壓uo與輸入電壓uin關(guān)系為uo=uin/（1-D），可得最大占空比為：

根據(jù)已確定的系統(tǒng)參數(shù)可得最大占空比Dmax=0.162。

e.確定需要的電感量L。

為了保證電流連續(xù)，Boost電感應(yīng)當(dāng)大于。其中，，k=0.15~0.2。

根據(jù)已確定的系統(tǒng)參數(shù)可得L=0.5 mH。

4.3 輸出電容Cm、CA的設(shè)計(jì)

為了使輸出電壓穩(wěn)定，不受負(fù)載波動(dòng)的影響，需要選擇合適的支撐電容。影響支撐電容器的選擇因素有：開(kāi)關(guān)頻率的紋波電流、二次諧波的紋波電流、直流輸出電壓、輸出紋波電壓和維持時(shí)間。流過(guò)輸出電容器的總電流是開(kāi)關(guān)頻率紋波電流的均方根值（有效值）和線路電流的二次諧波的疊加。

輸出電容Cm可由下式計(jì)算得到：

其中，uripple為紋波電壓的峰峰值；fn為交流輸入頻率50 Hz。

根據(jù)系統(tǒng)已確定參數(shù)，同時(shí)考慮輸出電容的大小對(duì)于網(wǎng)側(cè)電流諧波的影響，可得輸出電容Cm=40 μF。對(duì)考慮電容Cm、CA時(shí)的a相電流分段表達(dá)式進(jìn)行傅里葉分解可得THD與Cm/CA的關(guān)系曲線如圖10所示。從圖10中可以看出，當(dāng)Cm/CA=2時(shí)，a相電流的THD最小，為4.65%。因此可取得從支路直流側(cè)電容 CA=20 μF。

圖10 THD與Cm/CA的關(guān)系Fig.10 Relationship between THD and Cm/CA

5 仿真驗(yàn)證

使用MATLAB軟件對(duì)圖1所示電路進(jìn)行仿真驗(yàn)證。主電路參數(shù)如第4節(jié)所述，控制電路參數(shù)設(shè)置如下：電流外環(huán)的比例參數(shù)Kp=0.015，積分參數(shù)Ki=5；相位控制比例系數(shù)K=0.1；滯環(huán)寬度Δh=3。

普通三相不控整流的a相電流頻譜見(jiàn)圖11（a），由理論模型得到的a相電流頻譜見(jiàn)11（b），由仿真模型得到的a相電流頻譜見(jiàn)11（c），網(wǎng)側(cè)接入截止頻率為5 kHz的濾波器后，a相電流頻譜見(jiàn)11（d）。從頻譜上看，由理論模型得到的a相電流THD為4.65%，由仿真模型得到的a相電流THD為10.84%，相比于普通的三相不控整流電路，THD明顯減小。由仿真模型得到的a相電流THD大于由理論模型得到的a相電流THD，這是因?yàn)槔碚撃Ｐ椭衖s、im為連續(xù)值，而仿真模型中is、im為脈沖電流，因此實(shí)際運(yùn)行時(shí)網(wǎng)側(cè)電流會(huì)產(chǎn)生較大的脈動(dòng)，從而產(chǎn)生額外的高次諧波。網(wǎng)側(cè)接入截止頻率為5 kHz的濾波器濾除高次諧波后，a相電流THD僅為5.86%。

圖11 a相電流ia及頻譜Fig.11 Waveform and spectrum of ia

圖12 a相主從支路電流及三相合成電流波形Fig.12 Waveforms of iaA，iam，ia，iband ic

圖12 為 iaA、iam、ia的波形和三相合成電流 ia、ib、ic的波形。其中iaA實(shí)現(xiàn)了a相電流在過(guò)零前后π/6相位區(qū)間缺失電流的補(bǔ)償，iaA、iam疊加得到ia。

圖13為Boost輸入電壓和輸出電壓波形。Boost輸入電壓uA波形與圖4中理論分析的結(jié)果一致，輸出電壓uo的波形即為不控整流輸出的6脈波電壓波形。圖14為Boost輸入電流ir+、ir-的波形，其與圖4中理論分析的結(jié)果一致?？梢钥闯鰅r+、ir-實(shí)現(xiàn)了對(duì)每相過(guò)零前后π/6相位區(qū)間缺失電流的補(bǔ)償，并使得補(bǔ)償電流與對(duì)應(yīng)相電壓同相位。圖15為a相電壓與a相電流波形，功率因數(shù)為0.9932，可見(jiàn)基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器采用滯環(huán)控制能夠很好地實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。圖16為輸出功率曲線，控制系統(tǒng)能使輸出功率維持恒定，滿足該拓?fù)涞倪m用條件。

圖13 Boost輸入電壓uA和輸出電壓uo波形Fig.13 Waveforms of uAand uo

圖14 Boost輸入電流波形Fig.14 Waveforms of input current of Boost circuit

圖15 a相電壓與a相電流Fig.15 Waveforms of uaand ia

圖16 輸出功率曲線Fig.16 Curve of output power

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證理論分析的正確性。采用SiC器件以提高效率。圖17為普通三相不控整流和基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞墓β室驍?shù)校正器的輸入a相電流的實(shí)驗(yàn)波形，其THD分別為33%和6.6%，可見(jiàn)基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器可以明顯改善網(wǎng)側(cè)電流的質(zhì)量。

圖17 a相電流ia的實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 Experimental waveform of ia

7 結(jié)論

本文研究的基于雙Boost交聯(lián)拓?fù)涞娜喙β室驍?shù)校正器，配合滯環(huán)控制技術(shù)能夠得到穩(wěn)定的6脈波直流輸出電壓，補(bǔ)償每相過(guò)零前后π/6相位區(qū)間的缺失電流，并改善該工作區(qū)間內(nèi)的其余兩相的電流波形。理論分析和仿真、實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明該拓?fù)渚哂芯W(wǎng)側(cè)電流THD小、功率因數(shù)高的優(yōu)點(diǎn)。但負(fù)載功率變化較大時(shí)，該拓?fù)涞墓β室驍?shù)、網(wǎng)側(cè)電流THD會(huì)變差且其直流側(cè)電壓不可調(diào)控。該拓?fù)渲挥屑s1/5的功率經(jīng)過(guò)Boost電路，所以只需選擇較低功率等級(jí)的器件，極大限度地降低了成本，提高了整機(jī)效率，可用于對(duì)功率因數(shù)要求較高且負(fù)載功率變化較小的場(chǎng)合，具有廣闊的應(yīng)用前景。

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