模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式研究

譚風(fēng)雷

（國網(wǎng)江蘇省電力公司檢修分公司，江蘇南京211102）

模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式研究

譚風(fēng)雷

（國網(wǎng)江蘇省電力公司檢修分公司，江蘇南京211102）

文中研究了一種模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式。分析了N＋1電平調(diào)制方式，在充分理解模塊化多電平換流器工作原理的基礎(chǔ)上，推導(dǎo)了2N＋1電平調(diào)制方式的實現(xiàn)原理，并分奇、偶2種情況分別給出了具體的實現(xiàn)過程。仿真結(jié)果表明，相比于N＋1電平調(diào)制方式，2N＋1電平調(diào)制方式可以實現(xiàn)2N＋1電平輸出，波形電平數(shù)多，諧波含量低，但需要以增加橋臂環(huán)流和電感壓降為代價，最后驗證了該方法的可行性和有效性。

模塊化多電平換流器；N＋1電平；2N＋1電平；仿真

0 引言

隨著多電平技術(shù)的快速發(fā)展，模塊化多電平換流器憑借其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)帶來的優(yōu)點［1－4］，深受專家學(xué)者們的青睞。其優(yōu)點主要有高度模塊化設(shè)計，集成度高，擴展方便，易于冗余設(shè)計；三相橋臂與直流母線側(cè)電容器并聯(lián)，利于能量的雙向流動；輸出波形質(zhì)量隨著子模塊數(shù)量的增加會不斷提高且易于控制。為了保證模塊化多電平換流器直流母線電壓均勻分配到各個子模塊上，傳統(tǒng)的控制技術(shù)［5－8］一般采用N＋1電平調(diào)制方式，該方式輸出電壓為N＋1電平，橋臂環(huán)流小，電感壓降小。文獻(xiàn)［9］基于H橋級聯(lián)多電平的調(diào)制原理，提出了2N＋1電平調(diào)制方式，并通過仿真實驗驗證了該方法的可行性。該調(diào)制方法可以實現(xiàn)2N＋1電平電壓輸出，提高了輸出波形的質(zhì)量，但帶來了橋臂環(huán)流和電感壓降較大的問題。實際上，目前針對模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方法的研究不多，很少給出算法的具體實現(xiàn)過程，不夠嚴(yán)謹(jǐn)，且不同文獻(xiàn)關(guān)于2N＋1電平的調(diào)制方法也不同。

基于上述分析，本文通過研究、對比大量相關(guān)參考文獻(xiàn)，得到一種模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式，分奇、偶2種情況分別進(jìn)行討論，主要在于移相方式上不同。仿真實驗驗證了2N＋1電平調(diào)制方式的正確性，并與N＋1電平調(diào)制方式進(jìn)行對比。該調(diào)制方式輸出波形質(zhì)量好，但橋臂環(huán)流和電感壓降較大。

1 模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其由6個橋臂構(gòu)成，每個橋臂有N個子模塊，假設(shè)直流側(cè)總壓為Udc，橋臂電感為Ls。介紹模塊化多電平換流器工作原理的文獻(xiàn)［10］較多，就不再贅述。

圖1 模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit configuration of MMC

2 N＋1電平調(diào)制方式

根據(jù)參考文獻(xiàn)［11］可知：模塊化多電平換流器中為了保證能量的均壓分配，上、下橋臂電壓之和應(yīng)為直流側(cè)電容電壓，極端情況下如果上橋臂電壓為零，則下橋臂電壓為直流母線側(cè)電容電壓Udc，該電壓Udc均壓分配到N個子模塊中，所以子模塊電容電壓為Udc／N。這樣只需要上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為N，即可保證上、下橋臂電壓之和為直流側(cè)電容電壓。這時通過改變上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量，即可改變輸出電壓。上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為N存在N＋1種情況，從而可以輸出N＋1種電平。

為了保證上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為N，當(dāng)上橋臂投入一個子模塊時，對應(yīng)的下橋臂應(yīng)該切除一個子模塊，即上、下橋臂對應(yīng)的子模塊的驅(qū)動信號相反。為保證驅(qū)動信號相反，只需將參考電壓信號和三角載波信號同時取反即可。

總結(jié)模塊化多電平換流器開關(guān)通斷的特點，結(jié)合載波移相技術(shù)，文獻(xiàn)［10］給出了基于載波移相技術(shù)的N＋1電平調(diào)制方式。針對上橋臂，將參考電壓信號取反后作為調(diào)制信號，將幅值、頻率相同，相位相差360°／N，最大值為1，最小值為0的三角波作為載波；針對下橋臂，將參考電壓信號作為調(diào)制信號，將幅值、頻率相同，相位相差360°／N，最大值為1，最小值為0的三角波分別移相180°后作為載波。

為了更加直觀地體現(xiàn)N＋1電平調(diào)制方式，以N＝2和N＝3為例，分別給出了上、下橋臂調(diào)制信號和載波信號，如表1和表2所示，其中Uref為實際參考電壓信號。

表1 模塊化多電平換流器N＋1電平調(diào)制方式（N＝2）Table 1 Modulation method for N＋1 levels of MMC（N＝2）

表2 模塊化多電平換流器N＋1電平調(diào)制方式（N＝3）Table 2 Modulation method for N＋1 levels of MMC（N＝3）

3 2N＋1電平調(diào)制方式

H橋級聯(lián)型多電平換流器中采用180°／N移相方式，N個子模塊可以輸出2N＋1電平，對比于2N個子模塊的模塊化多電平換流器理論上依然可以輸出2N＋1電平，這樣可以極大增加電平數(shù)，減少諧波含量，提高波形質(zhì)量，同時在保證電平數(shù)相同時，可以有效減少子模塊數(shù)量，進(jìn)一步降低成本。

基于以上分析，文獻(xiàn)［12］考慮將180°／N移相方式應(yīng)用到模塊化多電平換流器中，并給出了詳細(xì)的分析。為了使模塊化多電平換流器輸出2N＋1電平，這時就無法保證上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為N，即：

式中：np為上橋臂需要投入的子模塊數(shù)量；nn為下橋臂需要投入的子模塊數(shù)量。

當(dāng)上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和不為N時，為了保證直流母線側(cè)電容電壓的穩(wěn)定，這時橋臂電感上會承擔(dān)較大壓降，因此不能將其忽略［9］，則考慮電感壓降后輸出電壓ux（x＝a，b，c）可以表示為：

式中：Upx為x相上橋臂的電壓；Unx為x相下橋臂的電壓。將np和nn代入式（2）可得：

將np＋nn＝N代入式（3）可得：

式中：nn∈［0，N］。由式（4）可知，輸出電壓ux為N＋1電平。為了使ux為2N＋1電平，假設(shè)np＋nn＝N＋1，則式（4）為：

此時nn∈［1，N］。由式（5）可知，輸出電壓ux為N電平，與式（4）中的N＋1電平輸出電壓ux不同，進(jìn)而現(xiàn)實了2N＋1電平輸出，同理可以假設(shè)np＋nn＝N－1，則式（4）為：

上述分析表明，輸出電壓ux同樣可以達(dá)到2N＋1電平。綜上所述，模塊化多電平換流器要想實現(xiàn)2N＋1電平輸出，上、下橋臂投入子模塊數(shù)量之和不為定值，必須滿足以下條件：

當(dāng)輸出電壓ux為2N＋1電平時，由于輸出電流在上、下橋臂電感上的壓降之和為0，故只考慮環(huán)流作用在單個電感上的壓降uZLx，可表示為：

顯然，當(dāng)上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為N時，uZLx為0，橋臂環(huán)流很小幾乎可以忽略；但當(dāng)上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和不為N時，uZLx為｜Udc／2N｜，即子模塊電容電壓的一半，這時環(huán)流較大不能忽略。

前面分析了模塊化多電平換流器實現(xiàn)2N＋1電平輸出的原理［13－16］，下面將詳細(xì)給出具體的調(diào)制方式。實際上，要實現(xiàn)2N＋1電平輸出，子模塊數(shù)量N的奇偶也是十分重要的，奇偶性不同，三角載波相位不同［9］。當(dāng)子模塊數(shù)量N為奇數(shù)時，將參考電壓信號作為下橋臂的調(diào)制信號，該調(diào)制信號取反后作為上橋臂的調(diào)制信號，將幅值、頻率相同，相位相差360°／N，最大值為1，最小值為0的三角波作為上橋臂的載波，而下橋臂載波與上橋臂載波完全相同；當(dāng)子模塊數(shù)量N為偶數(shù)時，上、下橋臂調(diào)制信號與N為奇數(shù)時相同，將幅值、頻率相同，相位相差360°／N，最大值為1，最小值為0的三角波作為上橋臂的載波，將上橋臂載波分別移相180°／N后作為下橋臂載波。以N＝2和N＝3為例進(jìn)行具體說明，2N＋1電平調(diào)制方式如表3、表4所示。

表3 模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式（N＝2）Table 3 Modulation method for 2N＋1 levels of MMC（N＝2）

表4 模塊化多電平換流器2N＋1電平調(diào)制方式（N＝3）Table 4 Modulation method for 2N＋1 levels of MMC（N＝3）

4 仿真研究

為了驗證模塊化多電平換流器N＋1電平調(diào)制方式與2N＋1電平調(diào)制方式的可行性和有效性，在PSCAD軟件中搭建了仿真模型，該模型采用三相模塊化多電平逆變器，主要參數(shù)如表5所示。

表5 仿真模型中主要參數(shù)Table 5 Circuit parameters

當(dāng)N為奇數(shù)時，以N＝3為例進(jìn)行分析說明，仿真結(jié)果如圖2、圖3所示。比較圖2（a）、圖2（b）與圖3（a）、圖3（b）可知，N＋1電平調(diào)制方式輸出波形為四電平，其基波含量為361.6 V，諧波含量（THD）為50.00%，高次諧波主要集中在6 kHz及其倍數(shù)次，而2N＋1電平調(diào)制方式輸出波形為五電平，其基波含量為359.7 V，THD為23.90%，高次諧波主要集中在12 kHz及其倍數(shù)次，顯然2N＋1電平調(diào)制方式電平多，輸出波形諧波含量低，質(zhì)量高，但基波含量相對偏低，控制效果遠(yuǎn)優(yōu)于N＋1電平調(diào)制方式。

比較圖2（c）、圖2（d）與圖3（c）、圖3（d）可知，N＋1電平調(diào)制方式輸出環(huán)流的直流含量為12.61 A，二次諧波含量為3.10 A，幾乎沒有高次以及開關(guān)次諧波，而2N＋1電平調(diào)制方式輸出環(huán)流的直流含量為12.70 A，二次諧波含量為3.32 A，基本與N＋1電平調(diào)制方式相同，但其存在3倍的開關(guān)次諧波且含量為1.08 A，因此2N＋1電平調(diào)制方式盡管可以實現(xiàn)2N＋1電平輸出，但是需要以增加環(huán)流為代價。

比較圖2（e）、圖2（f）與圖3（e）、圖3（f）可知，N＋1電平調(diào)制方式的橋臂電感壓降（忽略基波電壓分量）中主要含有6 kHz諧波17.34 V以及12 kHz諧波5.40 V，與理論結(jié)果不同，但考慮到忽略了開關(guān)過程，仿真結(jié)果與理論結(jié)果存在一定差異也是正常的。而2N＋1電平調(diào)制方式的橋臂電感壓降中主要含6 kHz諧波84.35 V以及18 kHz諧波18.88 V，由式（8）可知，橋臂電感壓降幅值最大值應(yīng)為150 V（Udc／2N），但由于采用2N＋1電平調(diào)制方式，橋臂電感壓降幅值應(yīng)該在0與150 V之間以3倍開關(guān)頻率6 kHz變化，所以橋臂電感壓降等效幅值應(yīng)該小于150 V，而84.35 V滿足要求，進(jìn)而也驗證了式（8）的正確性。當(dāng)N為偶數(shù)時，其分析過程與N為奇數(shù)時完全一樣。

圖2 N＋1電平調(diào)制方式仿真波形Fig.2 Simulation waveforms of Modulation method for N＋1

圖3 2N＋1電平調(diào)制方式仿真波形Fig.3 Simulation waveforms of Modulation method for 2N＋1

綜上所述，N＋1電平調(diào)制方式輸出電壓為N＋1電平，高次諧波主要集中在N fk及其倍數(shù)次，其環(huán)流主要含有直流分量和二次諧波分量，而橋臂電感壓降較小且主要集中在N fk及其倍數(shù)次。與其對應(yīng)的2N＋1電平調(diào)制方式輸出電壓為2N＋1電平，高次諧波主要集中在2N fk及其倍數(shù)次，其環(huán)流不僅含有直流分量和二次諧波分量，且存在較大的N fk諧波分量，而橋臂電感壓降較大，一般略小于Udc／2N，且主要集中在N fk及其倍數(shù)次。相對于N＋1電平調(diào)制方式，2N＋1電平調(diào)制方式輸出波形質(zhì)量高，但其需要以增加環(huán)流和橋臂電感壓降為代價。

5 結(jié)語

在充分理解模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，詳細(xì)給出了N＋1電平調(diào)制方式的實現(xiàn)過程。推導(dǎo)了2N＋1電平調(diào)制方式的實現(xiàn)原理，并分奇、偶2種情況，分別給出了各自具體的實現(xiàn)過程。利用PSCAD仿真模型驗證了2種調(diào)制方式的正確性，得出以下結(jié)論：2N＋1電平調(diào)制方式相對N＋1電平調(diào)制方式而言，其輸出波形質(zhì)量高，但需要以增加環(huán)流和橋臂電感壓降為代價。

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Research on 2N＋1 Level Modulation Method of Modular Multilevel Converter

TAN Fenglei
（State Grid Jiangsu Electric Power Maintenance Branch Company，Nanjing 211102，China）

A 2N＋1 level modulation method of modular multilevel converter（MMC）is studied in this paper.The N＋1 level modulation is analyzed.The realization principle of 2N＋1 level modulation method is deduced on the basis of fully understanding the working principle of MMC，and the specific implementation process is given according to the situation of odd and even.Simulation results show that comparing with the N＋1 level modulation mode，2N＋1 level modulation mode can achieve 2N＋1 level output with more waveform levels and low harmonic content，but the cost is the increase of bridge arm circulation and inductance drop.The feasibility and validity of the 2N＋1 level modulation method are verified.

modular multilevel converter；N＋1 level；2N＋1 level；simulation

TM531

：A

：2096－3203（2017）02－0099－05

譚風(fēng)雷

譚風(fēng)雷（1989—），男，重慶萬州人，碩士，從事特高壓電網(wǎng)變電運行維護(hù)的工作。

（編輯 劉曉燕）

2016－11－19；

2016－12－30