超高頻功率變換器研究綜述

徐殿國(guó)　管樂詩(shī)　王懿杰　張相軍　王　衛(wèi)

(哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程系　哈爾濱　150001)

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超高頻功率變換器研究綜述

徐殿國(guó)管樂詩(shī)王懿杰張相軍王衛(wèi)

(哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程系哈爾濱150001)

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，超高頻(30～300MHz)功率變換器逐漸成為研究熱點(diǎn)。超高頻功率變換器能有效減小系統(tǒng)無(wú)源元件的數(shù)值與體積，極大地提高系統(tǒng)的功率密度。但是極高的開關(guān)頻率對(duì)系統(tǒng)的開關(guān)特性、拓?fù)涮匦砸约翱刂铺匦跃岢隽烁叩囊?。該文從超高頻功率變換器的發(fā)展背景入手，概述了超高頻功率變換器的發(fā)展現(xiàn)狀。介紹并比較了目前超高頻功率變換器的主要拓?fù)?，同時(shí)討論分析了適用于超高頻功率變換器的諧振驅(qū)動(dòng)方式以及控制方法。為超高頻功率變換器的后續(xù)研究提供了參考。

超高頻功率變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)諧振驅(qū)動(dòng)控制方法

0　引言

超高頻(30～300 MHz)功率變換器通過提高系統(tǒng)工作頻率，能夠有效減小系統(tǒng)無(wú)源元件體積，從而提高系統(tǒng)功率密度。同時(shí)系統(tǒng)工作頻率的提高能夠減小每個(gè)周期系統(tǒng)傳輸和存儲(chǔ)的能量，從而提高系統(tǒng)瞬時(shí)響應(yīng)。系統(tǒng)無(wú)源元件數(shù)值和體積的減小有利于系統(tǒng)集成及制造。

超高頻功率變換器通過結(jié)合射頻技術(shù)和傳統(tǒng)的電力電子技術(shù)來(lái)構(gòu)建其電路拓?fù)鋄1-6]。在射頻技術(shù)中超高頻功率放大器可以實(shí)現(xiàn)直流到交流的變換，此時(shí)逆變后的交流信號(hào)頻率與系統(tǒng)的開關(guān)頻率相同。

一般來(lái)說，超高頻功率放大器的負(fù)載阻抗是固定的，最典型的就是天線型負(fù)載。隨著超高頻功率放大器的不斷發(fā)展，依次以A類(Class A)、B類(Class B)、C類(Class C)等對(duì)不同類型拓?fù)溥M(jìn)行命名[2，7]。對(duì)于A類功率放大器，其開關(guān)管中電流的占空比為50%；對(duì)于B類功率放大器，其電流占空比為25%～50%；對(duì)于C類功率放大器，其電流占空比為0%～25%。根據(jù)上述占空比范圍易知，三類功率放大器均只能工作在所對(duì)應(yīng)的較小范圍內(nèi)。文獻(xiàn)[8]中提出的D類(Class D)功率放大器是第一個(gè)能夠在較寬范圍內(nèi)工作且理論上能夠達(dá)到100%效率的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但是該拓?fù)渲械拈_關(guān)管只能工作在硬開關(guān)狀態(tài)。針對(duì)上述問題，學(xué)者們提出了E類(Class E)[3，4]和F類(Class F)[5，6]功率放大器，它們分別能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開關(guān)(Zero-Voltage Switching，ZVS)和零電流開關(guān)(Zero-Current Switching，ZVS)兩種軟開關(guān)狀態(tài)。

與開關(guān)型功率變換器(Switch-Mode Power Supplies，SMPS)轉(zhuǎn)換過程相似，超高頻功率放大器將直流電壓通過工作在線性區(qū)的開關(guān)管變換為高頻交流電壓或電流。但兩者最主要的不同就是超高頻功率放大器并未將交流信號(hào)再轉(zhuǎn)換為直流電壓或電流?，F(xiàn)階段很多學(xué)者都致力于超高頻功率變換器的研究，基于已有的超高頻功率放大器拓?fù)?，同時(shí)結(jié)合相應(yīng)整流電路，不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的超高頻功率變換器逐漸被提出[9-20]，這些超高頻功率變換器具有體積小、功率密度高、響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)。

雖然超高頻功率變換器具有上述優(yōu)勢(shì)，但是極高的開關(guān)頻率對(duì)系統(tǒng)半導(dǎo)體器件的選取[21-28]、系統(tǒng)寄生參數(shù)的利用[29-36]、電路設(shè)計(jì)[37-42]和無(wú)源元件設(shè)計(jì)[43-49]均提出了更高的要求。在超高頻功率變換系統(tǒng)中，隨著系統(tǒng)開關(guān)頻率的增加，系統(tǒng)的開關(guān)損耗也迅速增加，為了保證系統(tǒng)具有較高的效率，必須減少開關(guān)管的開關(guān)損耗和驅(qū)動(dòng)電路損耗。在現(xiàn)有的一些超高頻功率變換系統(tǒng)中，學(xué)者們主要采用零電壓開關(guān)技術(shù)來(lái)減小在開關(guān)瞬間由電壓、電流重疊所引起的功率損耗。同時(shí)也采用諧振驅(qū)動(dòng)電路來(lái)減小該電路的充放電損耗。

本文針對(duì)超高頻功率變換器的發(fā)展現(xiàn)狀及存在的問題進(jìn)行了詳細(xì)介紹。首先介紹了現(xiàn)有超高頻功率變換器拓?fù)涞臉?gòu)成原則，并分析了其優(yōu)缺點(diǎn)；其次分析了超高頻功率變換器驅(qū)動(dòng)電路相關(guān)研究?jī)?nèi)容，詳細(xì)分析了自諧振方式以及非自諧振方式的特點(diǎn)；最后分析了超高頻功率變換系統(tǒng)的控制方式。

1　超高頻功率變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究

超高頻DC-DC變換系統(tǒng)總體上由逆變環(huán)節(jié)、匹配環(huán)節(jié)和整流環(huán)節(jié)三個(gè)環(huán)節(jié)構(gòu)成，結(jié)構(gòu)如圖1所示。逆變環(huán)節(jié)將直流電壓逆變成交流電壓；匹配環(huán)節(jié)調(diào)整逆變環(huán)節(jié)輸出側(cè)的等效負(fù)載；整流環(huán)節(jié)將交流電壓調(diào)整為穩(wěn)定的直流電壓進(jìn)行輸出，一般該環(huán)節(jié)采用諧振整流的方式，這種方式能夠降低系統(tǒng)損耗。

圖1　超高頻功率變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖Fig.1　Structures of very high frequency converters

在超高頻條件下，主電路開關(guān)管的開關(guān)損耗迅速增加。為了保證系統(tǒng)效率，需要保證開關(guān)管工作在零電壓(ZVS)開通狀態(tài)來(lái)減小損耗。在現(xiàn)階段的研究中，為了避免浮地驅(qū)動(dòng)，大多數(shù)的超高頻電路拓?fù)涫腔诮拥匦烷_關(guān)管結(jié)構(gòu)。結(jié)合超高頻功率放大器的不同結(jié)構(gòu)，Class E型拓?fù)鋄50，51]和Class Φ型拓?fù)鋄52-55]構(gòu)成的逆變環(huán)節(jié)能夠滿足上述軟開關(guān)條件。而對(duì)于整流環(huán)節(jié)，由于其恰好同逆變環(huán)節(jié)相反，利用對(duì)偶的思想，可以采用恰當(dāng)?shù)膶?duì)偶整流結(jié)構(gòu)。下文針對(duì)不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的超高頻功率變換器進(jìn)行詳細(xì)介紹。

圖2為文獻(xiàn)[56]所提出的超高頻DC-DC變換器拓?fù)?。電感LR、電容CR以及二極管VD構(gòu)成諧振整流電路，其中CR包含了二極管自身的寄生電容。電容CT以及相應(yīng)電感構(gòu)成匹配網(wǎng)絡(luò)環(huán)節(jié)。電感Lin、電容CS以及對(duì)應(yīng)的諧振腔構(gòu)成Class E型逆變網(wǎng)絡(luò)，同上相似，CS也包含了開關(guān)管自身的輸出側(cè)寄生電容。在理想的設(shè)計(jì)條件下時(shí)，開關(guān)管的寄生電容恰好可以滿足逆變環(huán)節(jié)諧振電容的需求，此時(shí)就無(wú)需再添加額外的電容了。

圖2　文獻(xiàn)[56]中基于Class E 拓?fù)涞?SEPIC型VHF電路示意圖Fig.2　Schematic diagram of a Class E based SEPIC VHF converter proposed in [56]

圖3　開關(guān)管與二極管電壓波形Fig.3　Voltage waveforms of the switch and diode

圖3為此超高頻功率變換器的開關(guān)管及二極管兩端電壓波形。從圖中可以看出，開關(guān)管工作在零電壓(ZVS)開通狀態(tài)，同時(shí)在開通時(shí)刻開關(guān)管兩端電壓dv/dt也為零，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了良好的軟開關(guān)狀態(tài)，有效減小了開關(guān)損耗。從二極管兩端的電壓波形可以看出，當(dāng)二極管導(dǎo)通時(shí)其兩端電壓被輸出電壓鉗位，非導(dǎo)通時(shí)電感與電容產(chǎn)生諧振，利用這種諧振整流方式可有效減小二極管的損耗。

在超高頻DC-DC功率變換器的參數(shù)的分析與設(shè)計(jì)過程中，一般遵循首先設(shè)計(jì)整流環(huán)節(jié)，其次設(shè)計(jì)匹配環(huán)節(jié)，最后再設(shè)計(jì)逆變環(huán)節(jié)的順序。在設(shè)計(jì)過程中采用時(shí)域和頻域相結(jié)合的方法。在整流環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)過程中，需要保證整流環(huán)節(jié)輸入側(cè)的電壓與電流基波同相位，如圖4所示。當(dāng)輸入電壓與輸入電流同相位時(shí)，整流環(huán)節(jié)就體現(xiàn)出電阻特性。那么在整流環(huán)節(jié)設(shè)計(jì)完畢后，就可以圍繞逆變環(huán)節(jié)、匹配環(huán)節(jié)以及等效電阻進(jìn)行設(shè)計(jì)，此時(shí)主要在頻域上進(jìn)行設(shè)計(jì)，使得在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，其漏源極阻抗在開關(guān)頻率以及其他頻率處滿足設(shè)計(jì)需求。

圖4　整流環(huán)節(jié)輸入側(cè)電壓和電流波形Fig.4　Voltage and current waveforms of rectifier stage

從圖3的電壓波形可以看出，雖然開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)良好的軟開管狀態(tài)，但開關(guān)管漏源極兩端電壓應(yīng)力很大。當(dāng)開關(guān)管占空比為50%時(shí)，Class E型逆變環(huán)節(jié)的電壓應(yīng)力約為輸入電壓的3.6倍。這使得系統(tǒng)需要選用高耐壓的開關(guān)管，導(dǎo)致系統(tǒng)成本提高，同時(shí)也極大的制約了該拓?fù)涞膽?yīng)用范圍。

針對(duì)上述問題，一些學(xué)者提出了基于Class Φ2逆變結(jié)構(gòu)的超高頻功率變換器[53-55]，Class Φ2電路是在Class Φ電路的基礎(chǔ)上衍生而來(lái)的。該逆變結(jié)構(gòu)在滿足上述軟開關(guān)的條件下，能夠有效降低開關(guān)管兩端的電壓應(yīng)力。

圖5為一種基于Class Φ2電路的Boost型超高頻功率變換器拓?fù)鋄54，57]。同上述Class E型逆變器相比較可以看出，該多諧振網(wǎng)絡(luò)由4個(gè)元件構(gòu)成，即電感LF、L2F和電容CF、C2F構(gòu)成，這4個(gè)無(wú)源元件構(gòu)成了一個(gè)低階網(wǎng)絡(luò)，其特性與1/4傳輸線相似。合理設(shè)計(jì)調(diào)整該網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管ZVS特性，該網(wǎng)絡(luò)能夠使得開關(guān)管漏源極兩端電壓呈近似的方波或梯形波狀態(tài)，從而保證較小的電壓應(yīng)力。對(duì)于LF、CF、L2F、C2F構(gòu)成4個(gè)無(wú)源元件的設(shè)計(jì)，一般需遵循如下原則。

圖5　文獻(xiàn)[54，57]中所提出的基于Class Φ2拓?fù)涞?Boost型VHF電路示意圖Fig.5　Schematic diagram of a Class Φ2 based Boost VHF converter proposed in [54] and [57]

L2F和C2F的諧振頻率需設(shè)定到與開關(guān)頻率的二次諧波相近，從而在二次諧波頻率處開關(guān)管漏源極兩端呈低阻抗特性。另外，LF和CF需與L2F、C2F以及負(fù)載阻抗協(xié)同設(shè)計(jì)，使得在基波和三次諧波處，開關(guān)管漏源極兩端呈高阻抗特性。此時(shí)通過進(jìn)一步調(diào)整基波和三次諧波處相應(yīng)的阻抗值就可使得開關(guān)管漏源極電壓呈近似的方波或梯形波特性，從而減小開關(guān)管兩端電壓應(yīng)力。同時(shí)根據(jù)文獻(xiàn)[55]中所提出的方法，可以基于參數(shù)CF設(shè)計(jì)出其他3個(gè)元件，這樣就可以充分利用開關(guān)管的輸出側(cè)寄生電容作為諧振電容。

圖5所示的Boost型超高頻功率變換器的整流環(huán)節(jié)與圖2所示的SEPIC型超高頻變換器有所不同。該諧振整流環(huán)節(jié)與文獻(xiàn)[58，59]中提出和分析的結(jié)構(gòu)相類似。該整流網(wǎng)絡(luò)提供了一個(gè)由輸入側(cè)到輸出側(cè)的直流通路，這樣系統(tǒng)可以通過直流分量來(lái)傳遞所需的一部分能量，從而減小系統(tǒng)損耗，提高系統(tǒng)效率。但是這種特點(diǎn)使得該拓?fù)涞妮敵鲭妷褐荒芨哂谳斎腚妷?，不能進(jìn)行降壓變換。與圖2結(jié)構(gòu)相似，可以利用二極管兩端的寄生電容構(gòu)成諧振電容Crect的一部分，從而減小該諧振電容值，甚至還可以完全利用二極管電容來(lái)代替該諧振電容。具體的分析設(shè)計(jì)過程也與上述SEPIC型超高頻功率變換器相似，采用由后到前、時(shí)域與頻域相結(jié)合的方法。

圖6為工作頻率為50 MHz時(shí)，上述Boost型超高頻諧振變換器開關(guān)管漏源極兩端電壓波形及驅(qū)動(dòng)電壓波形。從圖中可以看出，由于基波和三次諧波的共同作用，開關(guān)管兩端電壓應(yīng)力明顯減小，僅為輸入電壓的2倍。同時(shí)還可看出驅(qū)動(dòng)電壓波形呈正弦形式，在后文中將會(huì)對(duì)超高頻驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行詳細(xì)介紹。圖7為該50 MHz Boost型超高頻功率變換器樣機(jī)圖。由圖可以看出隨著系統(tǒng)開關(guān)頻率的升高，系統(tǒng)體積迅速減小。同理，基于Class Φ2型逆變電路，一些其他的超高頻變換器也逐漸被提出[17，60]，如圖8、圖9所示。從圖8中可以看出該超高頻變換器逆變環(huán)節(jié)仍采用Class Φ2電路，但右側(cè)部分的匹配環(huán)節(jié)和整流環(huán)節(jié)有所不同。圖8所示的10 MHz 超高頻變換器拓?fù)鋸妮斎雮?cè)到輸出側(cè)并不存在直流通路，這也就意味著系統(tǒng)能量只能通過各次諧波來(lái)傳遞，會(huì)在一定程度上增加系統(tǒng)損耗，降低系統(tǒng)效率。但正是由于不存在直流通路，使得該拓?fù)淠軌蚓邆渖龎汉徒祲簝煞N特性，有助于拓寬系統(tǒng)的應(yīng)用范圍。

圖6　開關(guān)管DS電壓與驅(qū)動(dòng)電壓波形Fig.6　The switches drain-source voltage and driving signal waveforms

圖7　50 MHz Boost型超高頻功率變換器樣機(jī)圖Fig.7　Photograph of the 50 MHz resonant Boost converter prototype

圖8　文獻(xiàn)[17]中所提出的基于Class Φ2拓?fù)涞?10 MHz 超高頻變換器示意圖Fig.8　Schematic diagram of a 10 MHz Class Φ2 based VHF converter proposed in [17]

圖9　文獻(xiàn)[60]中所提出的基于Class Φ2拓?fù)涞?隔離型VHF電路示意圖Fig.9　Schematic diagram of a Class Φ2 based VHF converter proposed with autotransformer in [60]

在圖9所示的超高頻功率變換器中，其前端的逆變環(huán)節(jié)仍采用Class Φ2電路，但在其后端的整流環(huán)節(jié)中，采用了一個(gè)匝數(shù)比為1∶1的變壓器，該變壓器一方面起到阻抗變換的作用，另一方面變壓器的寄生參數(shù)也參與到整流環(huán)節(jié)的諧振過程中。此時(shí)變壓器的勵(lì)磁電感可以得到充分的利用，作為諧振電感與二極管的寄生電容進(jìn)行諧振。但在高頻條件下，即使采用了較復(fù)雜的設(shè)計(jì)方法來(lái)減小寄生電容，變壓器繞組間以及繞組對(duì)地間都會(huì)不可避免的存在寄生電容。盡管這些寄生電容可以被諧振電容吸收掉一部分，但額外的寄生電容在一定程度上必然會(huì)影響系統(tǒng)性能。

在上述拓?fù)涞幕A(chǔ)上，一些學(xué)者也逐步開始研究交錯(cuò)并聯(lián)型超高頻變換器、雙向超高頻變換器以及半橋型超高頻變換器。

與低頻條件時(shí)應(yīng)用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)相似，在高頻條件下，也可通過兩電路的交錯(cuò)并聯(lián)來(lái)減小輸入電流紋波。圖10為一基于Class E電路的交錯(cuò)并聯(lián)型超高頻功率變換器。文獻(xiàn)[61]中該拓?fù)錁訖C(jī)的工作頻率為120 MHz，輸出功率為3～9 W，被用作LED驅(qū)動(dòng)器，該樣機(jī)效率在80%～89%之間。交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的應(yīng)用能有效減小輸入側(cè)和輸出側(cè)的紋波，從而能夠應(yīng)用在較大功率場(chǎng)合。但由于超高頻條件下，兩電路器件參數(shù)的微小偏差就會(huì)導(dǎo)致其最優(yōu)工作點(diǎn)的偏移，所以在相同的工作頻率下不能保證兩者均工作在最優(yōu)工作點(diǎn)處。

圖10　文獻(xiàn)[61]中所提出的基于Class E拓?fù)涞?交錯(cuò)并聯(lián)超高頻變換器示意圖Fig.10　Schematic view of the interleaved VHF converter based on Class E circuit proposed in [61]

將上述分析整流環(huán)節(jié)的二極管用開關(guān)管替換，就可以得到如圖11所示的雙向超高頻變換器[62]。從圖11中可以看出，該雙向超高頻變換器拓?fù)涫怯蒀lass E型逆變電路和Class E型同步整流電路組成的，該電路工作在正向傳輸模態(tài)時(shí)，開關(guān)管S1起到功率開關(guān)管作用，S2起到同步整流二極管作用。在反向傳輸模態(tài)中，兩者作用與前者恰好相反。在具有雙向?qū)ǖ奶攸c(diǎn)之外，該雙向變換器引入了同步整流開關(guān)管，能有效降低整流環(huán)節(jié)的導(dǎo)通損耗。但該拓?fù)湫枰黾右粋€(gè)額外的驅(qū)動(dòng)電路，同時(shí)在高頻條件下兩驅(qū)動(dòng)信號(hào)需要滿足相應(yīng)的邏輯關(guān)系，這對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)具有一定的挑戰(zhàn)。

圖11　基于Class E逆變器和Class E同步整流的 雙向超高頻變換器示意圖Fig.11　Schematic diagram of a VHF converter with Class E inverter and synchronous Class E rectifier

在上文的分析中提到，在超高頻功率變換器中學(xué)者們一直避免半橋型拓?fù)涞膽?yīng)用，主要是由于半橋結(jié)構(gòu)中上管的浮地驅(qū)動(dòng)難以解決，但半橋型結(jié)構(gòu)一個(gè)天然的優(yōu)勢(shì)為其開關(guān)管兩端的電壓應(yīng)力很低，由于其開關(guān)管與輸入側(cè)電壓直接連接，所以其開關(guān)管電壓應(yīng)力與輸入電壓相同。文獻(xiàn)[63]提出了如圖12所示的一基于Class DE半橋逆變電路[64]與Class DE整流電路的超高頻變換器，非常適合應(yīng)用在高輸入電壓或高輸出電壓的場(chǎng)合。同時(shí)與上述其他拓?fù)湎啾容^，圖12所示的超高頻變換器主電路中只包含一個(gè)電感元件，能進(jìn)一步提高系統(tǒng)的功率密度。為了解決較難驅(qū)動(dòng)的問題，文獻(xiàn)[63]中提出了自諧振的驅(qū)動(dòng)方式，具體的完善方法也在進(jìn)一步研究中。

圖12　基于半橋Class DE電路的超高頻變換器示意圖Fig.12　Schematic diagram of a VHF converter with Class DE inverter and rectifier

2　超高頻諧振驅(qū)動(dòng)電路研究

在低工作頻率的功率變換器中，最常用的驅(qū)動(dòng)電路是方波驅(qū)動(dòng)電路(硬驅(qū)動(dòng)電路)，其加在開關(guān)管柵源兩級(jí)的驅(qū)動(dòng)電壓為方波的形式，此時(shí)驅(qū)動(dòng)損耗是由于開關(guān)管柵源兩端輸入寄生電容Cgs的充放電所引起的，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓為Vg，驅(qū)動(dòng)方波頻率為f時(shí)，硬驅(qū)動(dòng)電路的功率損耗可以近似的由式(1)求得

(1)

從式(1)中可以看出，硬驅(qū)動(dòng)電路的功率損耗與系統(tǒng)的工作頻率呈正比，所以當(dāng)系統(tǒng)工作在超高頻狀態(tài)下時(shí)，驅(qū)動(dòng)電路損耗將會(huì)迅速增加，極大的制約著超高頻功率變換器效率的提升。

為解決硬驅(qū)動(dòng)電路所存在的上述缺點(diǎn)，諧振驅(qū)動(dòng)電路的概念近些年來(lái)被提出[47，65-70]。諧振驅(qū)動(dòng)電路與硬驅(qū)動(dòng)電路最明顯的區(qū)別就是加在開關(guān)管柵源兩極的驅(qū)動(dòng)電壓為正弦或近似正弦形式的信號(hào)，諧振驅(qū)動(dòng)電路的思想是將開關(guān)的輸入側(cè)寄生電容的能量通過諧振的方式加以利用，從而減小驅(qū)動(dòng)電路的功率損耗。其中最簡(jiǎn)單的諧振驅(qū)動(dòng)電路的示意圖如圖13所示，其是在傳統(tǒng)的硬驅(qū)動(dòng)電路的基礎(chǔ)上，加入一串聯(lián)諧振電感Lres而構(gòu)成的。圖13中，Rg為開關(guān)管自身的門極阻抗，Lres為加入的串聯(lián)諧振電感，RI為驅(qū)動(dòng)回路中其他元件所引入的等效導(dǎo)通阻抗。

圖13　諧振驅(qū)動(dòng)電路示意圖Fig.13　Schematic diagram of resonant circuit

在傳統(tǒng)的硬驅(qū)動(dòng)電路中，在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電容所存儲(chǔ)的能量都被完全的消耗。而在諧振驅(qū)動(dòng)電路中，該能量在電容和串聯(lián)諧振電感間以電磁能量的形式相互轉(zhuǎn)換，以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的開通與關(guān)斷。如果忽略驅(qū)動(dòng)回路上較小的等效電阻RI，那么在圖13所示的諧振驅(qū)動(dòng)電路中，僅會(huì)在柵極寄生電阻Rg上產(chǎn)生能量損耗，當(dāng)開關(guān)頻率為f時(shí)，圖13所示的諧振驅(qū)動(dòng)電路的能量損耗為[70]

(2)

式中，Vg，ac為正弦驅(qū)動(dòng)電壓的幅值。

同時(shí)諧振驅(qū)動(dòng)電路可提供高于傳統(tǒng)硬驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)電壓Vg，從而可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的迅速開通。以開關(guān)管MRF6S9060為例，可根據(jù)式(1)和式(2)對(duì)上述兩種驅(qū)動(dòng)方式的功率損耗進(jìn)行比較。圖14為兩種驅(qū)動(dòng)電路功率損耗曲線?？梢钥闯黾词巩?dāng)諧振驅(qū)動(dòng)電壓高于方波驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)，其功率損耗仍小于方波驅(qū)動(dòng)方式的損耗。

圖14　諧振驅(qū)動(dòng)電路與硬驅(qū)動(dòng)電路損耗對(duì)比Fig.14　Losses comparisons between resonant driving circuit and hard driving circuit

圖15為一典型的基于外部振蕩信號(hào)的超高頻諧振驅(qū)動(dòng)電路[70]。其中包含了一部分控制環(huán)節(jié)將在第3節(jié)控制系統(tǒng)研究中進(jìn)行介紹。除上文所述的諧振電感外，該電路通過引入一分流支路的方法來(lái)減小流經(jīng)等效電阻RI的電流。該并聯(lián)支路是由一個(gè)諧振電感LP和一個(gè)隔直電容CB構(gòu)成。這樣通過這個(gè)并聯(lián)支路的分流，就可有效減小電阻RI上的損耗，提高諧振驅(qū)動(dòng)電路效率。

圖15　基于外部振蕩信號(hào)的超高頻諧振驅(qū)動(dòng)電路Fig.15　A VHF resonant circuit based on external oscillating signal

在圖15所示的電路結(jié)構(gòu)中，U1為與門，當(dāng)控制信號(hào)存在時(shí)，高頻方波才能通過與門；U2為反相器，多個(gè)反向器并聯(lián)的目的，一是可以保證足夠的輸出能力，另一方面是器件并聯(lián)可以減小電阻，即減少上述電阻RI上的損耗；U3為反相器，當(dāng)控制信號(hào)變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，U3輸出電壓為高，開關(guān)管S1開通，主開關(guān)管柵極電壓為零，這樣利用U3、開關(guān)管S1和二極管VD2構(gòu)成一個(gè)附加關(guān)斷電路來(lái)保證主開關(guān)管的可靠關(guān)斷，同時(shí)也能加速開關(guān)管的關(guān)斷過程。

雖然上述諧振方式廣泛的應(yīng)用在超高頻功率變換器中，但是該諧振驅(qū)動(dòng)方法需要較多的芯片(如與門、非門、輔助開關(guān)管等)，這將會(huì)提高系統(tǒng)成本，同時(shí)降低系統(tǒng)可靠性。更重要的一點(diǎn)是該基于外部振蕩信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電路，其工作頻率由外部振蕩信號(hào)所決定，從而制約了控制方式的選擇，針對(duì)上述問題一些學(xué)者提出了自諧振驅(qū)動(dòng)方式。

根據(jù)上文所述的開關(guān)管接地型超高頻功率變換器，從其開關(guān)管漏-源極波形中可以看出其近似為半波正弦的形式。在開關(guān)管開通時(shí)，其兩端電壓為零，驅(qū)動(dòng)電壓高于開關(guān)管的開啟電壓；在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，其兩端電壓以正弦形式進(jìn)行諧振，此時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓低于開關(guān)管的開啟電壓。所以從相位上來(lái)看，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓與開關(guān)管的漏-源極電壓相位上恰好相差180o，如果將其漏-源極兩端電壓通過某種方式以180o相位差的形式反饋到開關(guān)管柵-源極，并且調(diào)整好電壓信號(hào)幅值，使其恰好符合開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓要求的話，那么就可以使超高頻功率變換系統(tǒng)形成一個(gè)負(fù)反饋，從而能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)的自諧振，且無(wú)需引入附加的振蕩器等元件來(lái)提供高頻的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

文獻(xiàn)[71]提出了一種基于串聯(lián)諧振電感的超高頻自諧振驅(qū)動(dòng)電路，如圖16所示。開關(guān)管柵極加入了電感LG和偏置直流電壓Vbias，以Vds作為輸入，Vgs作為輸出，由電感和開關(guān)管寄生電容構(gòu)成一個(gè)帶容性負(fù)載的高通濾波器。當(dāng)兩電壓傳輸比在系統(tǒng)工作頻率處有180o左右的相移時(shí)，會(huì)滿足自諧振條件。通過合理設(shè)計(jì)電壓增益G=Vds/Vgs與偏置電壓Vbias，就可以控制開關(guān)管的合理開通與關(guān)斷。圖17即為不同串聯(lián)電感參數(shù)下該自諧振驅(qū)動(dòng)電路電壓增益的Bode圖。從圖中可以看出，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能實(shí)現(xiàn)約180o的相位差，通過改變電感的取值，可以進(jìn)一步調(diào)整在所需諧振頻率處的電壓增益，從而實(shí)現(xiàn)所需的自諧振驅(qū)動(dòng)功能。

圖16　基于串聯(lián)電感的超高頻自諧振驅(qū)動(dòng)電路Fig.16　Circuit of a self-resonant VHF driving circuit

圖17　不同電感參數(shù)下上述自諧振驅(qū)動(dòng)電路Bode圖Fig.17　The bode plots of self-resonant circuit with different inductor values

雖然上述自諧振驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但該結(jié)構(gòu)性能主要依賴于所選開關(guān)管的寄生參數(shù)，并不能適用于全部種類的開關(guān)管。另一方面，該自諧振驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電壓的幅值與主電路的輸入電壓呈正比，隨著主電路輸入電壓的升高，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓將會(huì)超過開關(guān)管所允許的電壓，制約了該自諧振拓?fù)涞膽?yīng)用范圍。

針對(duì)上述問題，文獻(xiàn)[72]提出了基于輔助開關(guān)管的超高頻自諧振驅(qū)動(dòng)電路。如圖18所示，該驅(qū)動(dòng)電路采用Class E型諧振電路，通過采用輔助開關(guān)管的形式，將輔助開關(guān)管漏-源極間的電壓信號(hào)作為主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓，這樣就可以保證驅(qū)動(dòng)信號(hào)與主電路的輸入電壓無(wú)關(guān)。同時(shí)在輔助開關(guān)管的柵極和直流電壓源之間加入一個(gè)電感Lstart，能夠保證變換器迅速達(dá)到穩(wěn)態(tài)。雖然上述結(jié)構(gòu)較好地解決了基于串聯(lián)電感自諧振驅(qū)動(dòng)電路存在的問題，但這種結(jié)構(gòu)會(huì)使得系統(tǒng)的驅(qū)動(dòng)環(huán)節(jié)變得較為復(fù)雜，需要增加輔助開關(guān)管以及其他的電感、電容元件等。

圖18　基于輔助開關(guān)管的超高頻自諧振驅(qū)動(dòng)電路Fig.18　The VHF self-resonant circuit based on a auxiliary switch

3　超高頻功率變換器控制研究

除拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和驅(qū)動(dòng)方式外，超高頻功率變換器另一個(gè)非常重要的研究?jī)?nèi)容就是超高頻功率變換器的控制方法。對(duì)于傳統(tǒng)變換器來(lái)說，一般采用脈寬調(diào)制(PWM)的方式或頻率調(diào)制(PFM)的方式對(duì)系統(tǒng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行調(diào)整來(lái)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制。但在超高頻情況下，這兩種控制方式都難以實(shí)現(xiàn)。首先對(duì)于PWM方式來(lái)說，超高頻系統(tǒng)中開關(guān)管的ZVS特性是在一定的占空比下實(shí)現(xiàn)的，當(dāng)系統(tǒng)占空比改變時(shí)，開關(guān)管將會(huì)失去ZVS特性，從而增加系統(tǒng)損耗。其次，在超高頻諧振拓?fù)渲?，若采用PFM調(diào)頻的方式，將會(huì)使系統(tǒng)的頻率變化范圍過大，控制系統(tǒng)難以實(shí)現(xiàn)。當(dāng)然也可以同時(shí)結(jié)合PWM和PFM，這會(huì)增加控制電路復(fù)雜程度的同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)承受很寬的頻率變化范圍[73]。

在超高頻功率變換器中普遍使用的是突發(fā)模式(burst mode)控制方式[56，60，72-75]。如圖19所示，該方法通過低頻信號(hào)控制開關(guān)管高頻驅(qū)動(dòng)信號(hào)的有無(wú)，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)示意圖如圖20所示。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)在于當(dāng)開關(guān)管開通時(shí)，開關(guān)管就工作在其最優(yōu)工作點(diǎn)。在保證輸出電壓恒定的條件下時(shí)，這種控制方式能保證在較寬工作范圍系統(tǒng)具有較高的效率。但這種方式的一個(gè)缺點(diǎn)就是會(huì)引入低頻諧波干擾，需要增加輸入和輸出側(cè)所需的濾波元件數(shù)值。同時(shí)由于系統(tǒng)不斷在工作狀態(tài)和非工作狀態(tài)間切換，這種控制方式對(duì)于電路主拓?fù)涞钠饎?dòng)和關(guān)斷速度提出了較高要求。

圖19　基于突發(fā)控制模式的超高頻功率變換器系統(tǒng)Fig.19　The VHF circuit based on burst mode control

圖20　控制信號(hào)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形Fig.20　The waveforms of control signal and gate voltage

在突發(fā)模式控制方式的基礎(chǔ)上，滯環(huán)控制方法[72，74]、移相控制方法[75]也在超高頻功率變換器中有所應(yīng)用。滯環(huán)控制方法具有良好的瞬態(tài)響應(yīng)速度以及較高的輕載效率，但其引入了較多的低頻干擾，需要增加輸入EMI濾波器的體積。移相控制與滯環(huán)控制相似，它能夠采用響應(yīng)速度較慢的元件，但同時(shí)也會(huì)造成比滯環(huán)控制更長(zhǎng)的時(shí)間延遲。

文獻(xiàn)[76]中將異相控制技術(shù)(outphasing control)應(yīng)用在超高頻功率變換器中，圖21即為該控制方法的示意圖。異相控制方法就是通過調(diào)整兩個(gè)或多個(gè)逆變環(huán)節(jié)間的相位差來(lái)控制合并后經(jīng)整流環(huán)節(jié)輸出的電壓幅值。圖22即為一種基于異相控制的超高頻功率變換系統(tǒng)。異相控制方法能夠保證較快的響應(yīng)速度、很寬的調(diào)整范圍以及較小的輸入輸出濾波器。但異相控制方法的缺點(diǎn)是在輕載和滿載時(shí)，系統(tǒng)的損耗基本相同，這會(huì)導(dǎo)致較低的輕載效率。

圖21　基于異相控制的超高頻系統(tǒng)示意圖Fig.21　System diagram of VHF converters based on outphasing modulation

圖22　基于異相控制的超高頻諧振系統(tǒng)電路圖Fig.22　The circuit of VHF resonant circuit based on outphasing control method

4　結(jié)論

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，超高頻功率變換器能有效減小系統(tǒng)體積，提高系統(tǒng)功率密度的同時(shí)保證較高的效率。從超高頻功率變換器拓?fù)浣嵌瓤紤]，以功率放大器電路結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，多種諧振結(jié)構(gòu)已經(jīng)被提出(如單管接地型拓?fù)洹⒔诲e(cuò)并聯(lián)型拓?fù)?、雙向變換拓?fù)湟约鞍霕蛐屯負(fù)?，這些拓?fù)渫ㄟ^保證半導(dǎo)體器件工作在軟開關(guān)狀態(tài)而有效減小了系統(tǒng)的開關(guān)損耗。同時(shí)在驅(qū)動(dòng)技術(shù)方面，從傳統(tǒng)的硬驅(qū)動(dòng)方式發(fā)展為諧振驅(qū)動(dòng)方式以及自諧振驅(qū)動(dòng)方式，這些方式在高頻條件下都充分利用了開關(guān)管寄生電容的能量，從而減小了驅(qū)動(dòng)電路的損耗。常用的PWM和PFM控制方法已經(jīng)不適用超高頻功率變換器中，一些新型的控制方法逐漸被提出，以保證在寬范圍內(nèi)系統(tǒng)均具有較高效率。針對(duì)本文中所述三個(gè)研究方面所存在的問題，超高頻功率變換器的性能在未來(lái)還有很大的提升空間。

[1]Grebennikov A，Sokal N.Switch mode RF power amplifiers[M].Amsterdam： Elsevier，2007.

[2]Kazimierczuk M K.RF power amplifiers[M].New York：Wiley，2008.

[3]Sokal N O，Sokal A D.Class E-A new class of high-efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1975，10(3)：168-176.

[4]Sokal N O.Class-E high-efficiency RF/microwave power amplifiers：principles of operation，design procedures，and experimental verification[M].New York：Springer，2003.

[5]Raab F H.Maximum efficiency and output of Class-F power amplifiers[J].IEEE Transactions on Microwave Theory Technology，2001，49(6)：1162-1166.

[6]Raab F H.Class-F power amplifiers with maximally flat waveforms[J].IEEE Transactions on Microwave Theory Technology，1997，45(11)：2007-2012.

[7]Krauss H，Bostian C，Raab F.Solid state radio engineering[M].New York：Wiley，1980.

[8]Baxandall P J.Transistor sine-wave LC oscillators.Some general considerations and new developments[C]//IEEE Electronic Communicating Engineering，New York，1959：748-758.

[9]Jackson D A.Design and characterization of a radio-frequency DC/DC power converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2005.

[10]Warren J R.Cell modulated DC/DC converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2005.

[11]李時(shí)峰，呂默影，陳輝明.一種新型超高頻感應(yīng)加熱混合全橋逆變器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28(3)：215-221.

Li Shifeng，Lü Moying，Chen Huiming.A novel hybrid full-bridge inverter for ultra-high frequency induction heating applications[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28(3)：215-221.

[12]Sagneri A.Design of a very high frequency dc-dc boost converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2007.

[13]Leitermann O.Radio frequency DC-DC converters：device characterization，topology evaluation，and design[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2008.

[14]Phinney J W.Multi-resonant passive components for power conversion[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2005.

[15]Rivas J.Radio frequency DC-DC power conversion[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2006.

[16]Han Y.Circuits and passive components for radio-frequency power conversion[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2010.

[17]Perreault D J，Hu J，Rivas J M，et al.Opportunities and challenges in very high frequency power conversion[C]//24th Annual IEEE Application Power Electronics Conference and Exposition，Washington，2009：1-14.

[18]Rivas J M，Wahby R S，Shafran J S，et al.New architectures for radio-frequency DC/DC power conversion[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(2)：380-393.

[19]Toke A.Radio frequency switch-mode power supply[D].Lyngby：Technology University of Denmark，2010.

[20]Kamby P.High efficiency radio frequency switch-mode power supply for LED applications[D].Lyngby：Technology University of Denmark，2011.

[21]陳啟超，王建賾，紀(jì)延超.雙向 LLC 諧振型直流變壓器的軟啟動(dòng)及功率換向控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29(8)：180-186.

Chen Qichao，Wang Jianze，Ji Yanchao.Control scheme of bidirectional LLC resonant DC-DC transformer for soft start and power conversion[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(8)：180-186.

[22]Spreen J.Electrical terminal representation of conductor loss in transformers[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1990，5(4)：424-429.

[23]Hurley W，Gath E，Breslin J.Optimizing the ac resistance of multilayer transformer windings with arbitrary current waveforms[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15(2)：369-376.

[24]尹培培，洪 峰，王成華，等.無(wú)源無(wú)損軟開關(guān)雙降壓式全橋逆變器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29(6)：40-48.

Yin Peipei，Hong Feng，Wang Chenghua，et al.Passive lossless soft-switching dual buck full bridge inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(6)：40-48.

[25]Odendaal W，F(xiàn)erreira J.Effects of scaling high-frequency transformer parameters[J].IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(4)：932-940.

[26]Reinert J，Brockmeyer A，De Doncker R W A A.Calculation of losses in ferro-and ferrimagnetic materials based on the modified steinmetz equation[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2001，37(4)：1055-1061.

[27]Li J，Abdallah T，Sullivan C R.Improved calculation of core loss with nonsinusoidal waveforms[C]//36th IAS Annual Meeting，Chicago，2001：2203-2210.

[28]Venkatachalam K，Sullivan C，Abdallah T，et al.Accurate prediction of ferrite core loss with nonsinusoidal waveforms using only steinmetz parameters[C]//IEEE Workshop on Computers in Power Electronics，Chicago，2002：36-41.

[29]Shen W，Wang F，Boroyevich D，et al.Loss characterization and calculation of nanocrystalline cores for high-frequency magnetics applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(1)：475-484.

[30]Nakamura T.Snoek’s limit in high-frequency permeability of polycrystalline Ni-Zn，Mg-Zn，and Ni-Zn-Cu spinel ferrites[J].Journal of Applied Physics，2000，88(4)：348-353.

[31]Xiao Chucheng.An Investigation of fundamental frequency limitations for HF/VHF power conversion[D].Blacksburg：Virginia Polytechnic Institute and State University，2006.

[32]Choi D，Choi M，Kim J.Effect of organic fuel on high-frequency magnetic properties of Fe-Al2O3composite powders synthesized by a combustion method[J].IEEE Transactions on Magnetics，2015，51(11)：1-4.

[33]Lu G D，Miao X S，Cheng W M，et al.Influence of Cu underlayer on the high-frequency magnetic properties of FeCoSiO thin films[J].IEEE Transactions on Magnetics，2015，51(11)：1-4.

[34]Erickson R，Maksimovi′c D.Fundamentals of power electronics[M].Norwell：Kluwer Academic Publishers，

2000.

[35]楊玉崗，葉菁源，寧浩軒，等.“E王E”形耦合電感器的設(shè)計(jì)及其在交錯(cuò)并聯(lián)磁集成雙向DC-DC 變換器中的應(yīng)用[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2015，30(4)：88-97.

Yang Yugang，Ye Jingyuan，Ning Haoxuan，et al.Design of “E王E” shape coupled inductors and its application in interleaving magnetic integrated bidirectional DC-DC converter[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2015，30(4)：88-97.

[36]Bossche A，Valchev V.Inductors and transformers for power electronics[M].Abingdon：Taylor and Francis Group，2005.

[37]Hu J，Sullivan C.AC resistance of planar power inductors and the quasi-distributed gap technique[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2001，16(4)：558-567.

[38]Monster D，Madsen P，Pedersen A，et al.Investigation，development and verification of printed circuit board embedded air-core solenoid transformers[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition，Charlotte，2015：133-139.

[39]Han Y，Cheung G，Li A，et al.Evaluation of magnetic materials for very high frequency power applications[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，Rhodes，2008：4270-4276.

[40]Wang W，Haan S，F(xiàn)erreira A，et al.A novel and simple method to distinguish winding loss from inductor loss under practical excitations[C]//Industrial Electronics Society，Vienna，2013：252-257.

[41]Iyer K V，Robbins W P，Mohan N.Design and comparison of high frequency transformers using foil and round windings[C]//International Power Electronics Conference，Hiroshima，2014：3037-3043.

[42]Amanci A Z，Ruda H E，Dawson F P.Load-source matching with dielectric isolation in high-frequency switch-mode power supplies[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2016，31(10)：7123-7130.

[43]Ku C Y，Yeh K L，Guo J C.The impact of layout dependent stress and gate resistance on high frequency performance and noise in multifinger and donut MOSFETs[C]//IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest，Seattle，2013：1-3.

[44]李陽(yáng)，張雅希，楊慶新，等.磁耦合諧振式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)最大功率效率點(diǎn)分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2016，31(2)：18-24.

Li Yang，Zhang Yaxi，Yang Qingxin，et al.Analysis and experimental validation on maximum power and efficiency in wireless power transfer system via coupled magnetic resonances[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2016，31(2)：18-24.

[45]Sullivan C R，Li W，Prabhakaran S，et al.Design and fabrication of los-loss toroidal air-core inductors[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，Orlando，2007：1754-1759.

[46]Nigam M，Sullivan C.Multi-layer folded high frequency toroidal inductor windings[C]//Twenty-Third Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Austin，2008：682-688.

[47]Warren J R，Rosowski A，Perreault D J.Transistor selection and design of a VHF DC-DC power converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2008，27(1)：27-37.

[48]Huang A.New unipolar switching power device figures of merit[J].IEEE Electronic Device Letters，2004，25(4)：298-301.

[49]Sagneri A D.Design of miniaturized radio frequency dc-dc power converters[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2008.

[50]Sokal N O.Class-E RF power amplifiers[M].New York： Qex Commun Quart，2001.

[51]Chudobiak M J.The use of parasitic nonlinear capacitors in Class E amplifiers[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I：Fundamental Theory and Applications，1994，41(5)：941-944.

[52]Phinney J W，Perreault D J，Lang J H.Radio-frequency inverters with transmission-line input networks[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(4)：1154-1161.

[53]Phinney J W，Perreault D J，Lang J H.Synthesis of lumped transmission-line analogs[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(4)：1531-1542.

[54]Pilawa-Podgurski R，Sagneri A，Rivas J，et al.High-frequency resonant boost converters[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，Orlando，2007：2718- 2724.

[55]Rivas J M，Han Y，Leitermann O，et al.A high-frequency resonant inverter topology with low voltage stress[C]//IEEE Power Electronics Specialist Conference，Orlando，2007：56-76.

[56]Hu J，Sagneri A D，Rivas J M，et al.High-frequency resonant SEPIC converter with wide input and output voltage ranges[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(1)：189-200.

[57]Pilawa-Podgurski R.Design and evaluation of a very high frequency DC/DC converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2007.

[58]Nitz W，Bowman W，Dickens F，et al.A new family of resonant rectifier circuits for high frequency DC-DC converter applications[C]//Third Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，New Orleans，1988：12-22.

[59]Birca-Galateanu S，Cocquerelle J L.Class e half-wave low dv/dt rectifier operating in a range of frequencies around resonance[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems—I：Fundamental Theory and Applications，1995，42(2)：103-113.

[60]Rivas J，Leitermann O，Han Y，et al.A very high frequency dc-dc converter based on a Class Φ2resonant inverter[C]//IEEE Power Electronics Specialists Conference，Rhodes，2008：1657-1666.

[61]Kovacevic M，Knott A，Andersen M A E.Interleaved selfoscillating class E derived resonant DC/DC converters[C]//International Conference Electrical Computer System，Lyngby，2012：1-8.

[62]Pedersen J A.Bidirectional very high frequency converter[D].Lyngby：Technology University of Denmark，2013.

[63]Madsen M P，Knott A，Andersen M A E.Very high frequency half bridge DC/DC converter[C]//2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，F(xiàn)ort Worth，2014：1409-1414.

[64]Hamill D C.Half bridge class DE rectifier[J].Electronics Letters，1995，31(22)：1885-1886.

[65]Maksimovid D.A MOS gate drive with resonant transitions[C]//22nd Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference，Cambridge，1991：527-532.

[66]Sype D M，Bossche A P M，Maes J，et al.Gate drive circuit for zero-voltage-switching half- and full-bridge converters[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2002，38(5)：1380-1388.

[67]Vries I D.A resonant power MOSFET/IGBT gate driver[C]//17th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference，Dallas，2002：179-185.

[68]Yao K，Lee F C.A novel resonant gate driver for high frequency synchronous buck converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2002，17(2)：180-186.

[69]Sagneri A D.The design of a very high frequency DC-DC boost converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2007.

[70]Hu J.Design of a low-voltage low-power DC-DC HF converter[D].Cambridge：Massachusetts Institute of Technology，2008.

[71]Madsen M P，Pedersen J A，Knott A，et al.Self-oscillating resonant gate drive for resonant inverters and rectifiers composed solely of passive components[C]//2014 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，F(xiàn)ort Worth，2014：2029-2035.

[72]Pilawa-Podgurski R，Sagneri A D，Rivas J M，et al.Very-high-frequency resonant boost converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(6)：1654-1665.

[73]Hamamura S，Ninomiya T，Yamamoto M，et al.Combined PWM and PFM control for universal line voltage of a piezoelectric transformer off-line converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2003，18(1)：270-277.

[74]Rivas J M，Jackson D，Leitermann O，et al.Design considerations for very high frequency DC-DC converters[C]//37th IEEE Power Electronics Specialists Conference，Jeju，2006：1-11.

[75]Kovacevic M，Knott A，Andersen M A E.A VHF interleaved self oscillating resonant SEPIC converter with phase-shift burst-mode control[C]//Twenty-Ninth Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，F(xiàn)ort Worth，2014：1402-1408.

[76]Madsen M P，Knott A，Andersen M A E，et al.Outphasing control of gallium nitride based very high frequency resonant converters[C]//2015 IEEE 16th Workshop on Control and Modeling for Power Electronics，Vancouver，2015：1-7.

Review on Very High Frequency Power Converters

Xu DianguoGuan YueshiWang YijieZhang XiangjunWang Wei

(Department of Electrical EngineeringHarbin Institute of Technology Harbin150001China)

With the fast development of power electronics techniques，very high frequency (VHF) power converters (30-300 MHz) ，which can greatly reduce the number and volume of passive components and help to improve system power density，gradually become research focus.However，at such high operating frequencies，many challenges have been proposed，such as switching characteristics，topologies characteristics，and control methods.This paper starts from the development background of VHF power converters.Then a state-of-the-art overview of VHF development is described.Different topologies adopted in VHF conditions are introduced and compared.At the same time，the resonant driving strategies and the corresponding control methods for VHF converters are discussed and analyzed，which can provide reference for further research of VHF converter.

Very high frequency power converters，topologies，resonant driving，review

光寶電力電子技術(shù)科研基金資助項(xiàng)目 (HIT-2014-02)。

2016-06-17改稿日期2016-08-02

TM46

徐殿國(guó)男，1960年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)槌哳l功率變換技術(shù)、交流變頻調(diào)速系統(tǒng)、伺服控制系統(tǒng)、低壓及中壓電網(wǎng)無(wú)功補(bǔ)償及多端直流輸電技術(shù)。

E-mail：xudiang@hit.edu.cn

管樂詩(shī)男，1990年生，博士研究生，研究方向?yàn)槌哳l功率變換器、諧振變換器及單級(jí)AC/DC變換器。

E-mail：hitguanyueshi@163.com (通信作者)