對稱控制全橋諧振PWM軟開關變換器

曹太強 甘 雪 周 川 郭筱瑛 夏昱成

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對稱控制全橋諧振PWM軟開關變換器

曹太強1,2甘 雪2周 川2郭筱瑛3夏昱成4

（1. 西華大學流體及動力機械教育部重點實驗室 成都 610039 2. 西華大學電氣信息學院 成都 610039 3. 攀枝花學院電氣信息工程學院 攀枝花 617000 4. 電子科技大學格拉斯哥學院 成都 611731）

針對傳統(tǒng)對稱控制全橋變換器不能實現(xiàn)軟開關而導致變換器效率較低的現(xiàn)狀，提出了對稱控制全橋諧振PWM(FB-RPWM)變換器，詳細分析了FB-RPWM變換器的工作模式及其穩(wěn)態(tài)特性。分析結(jié)果表明：FB-RPWM變換器雖然采用對稱控制，卻仍在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)了所有橋臂開關管的零電壓開通（ZVS）和輸出二極管的零電流關斷（ZCS），且其輸入輸出電壓傳輸比與負載、開關頻率和占空比無關，呈現(xiàn)出直-直變壓器（DCX）的工作特性。與移相全橋（PSFB）變換器相比，F(xiàn)B-RPWM變換器減小了兩個開關管的關斷電流，且變壓器一次側(cè)采用隔直電容，實現(xiàn)了勵磁電感電流的零直流偏量，降低了變壓器損耗，進一步提高了變換器的效率。最后，搭建了一臺400V輸入、50V/10A輸出的實驗裝置，驗證了理論分析的正確性。

全橋變換器 諧振PWM技術 DC-DC變壓器 移相全橋

0 引言

高功率密度、高效率開關變換器是高頻開關變換器的研究熱點之一。提高開關變換器功率密度的有效途徑是提高開關變換器的開關頻率，隨著開關頻率的提高，傳統(tǒng)硬開關PWM變換器的開關損耗急劇增大，導致功率變換效率降低，從而限制了功率密度的進一步提高。開關變換器的軟開關技術可以實現(xiàn)開關管的零電壓開通或零電流關斷，以減小開關損耗，提高變換器的效率和功率密度[1]，因此越來越受到人們的重視。

移相全橋（Phase-Shift Full-Bridge, PSFB）變換器實現(xiàn)了變壓器一次側(cè)開關管的零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS）開通，受到研究者的廣泛青睞[2-7]。然而，傳統(tǒng)PSFB變換器輸出二極管的寄生振蕩現(xiàn)象[2,5]和反向恢復損耗[3]，限制了變換器效率的進一步提高；此外，占空比丟失現(xiàn)象[6,7]、死區(qū)時間限制[8]、輕載時不能實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS開通[9]、較大的環(huán)流損耗[10]等問題，限制了PSFB變換器性能的進一步提升。同時，由于驅(qū)動脈沖的不對稱、開關器件參數(shù)不一致等因素，使變壓器存在直流偏磁現(xiàn)象[11]，嚴重時引起變壓器的磁心飽和，而變壓器直流偏磁的存在會產(chǎn)生附加損耗和變壓器利用率較低[12]等問題。

對稱控制全橋變換器由于控制結(jié)構簡單、容易實現(xiàn)等優(yōu)點，也得到廣泛應用[9]。然而，對稱控制全橋變換器不能實現(xiàn)開關器件的軟開關，且變壓器的漏感引起開關管兩端較大的電壓尖峰，需要吸收電路來吸收漏感能量，限制了變換器效率的提高。

在寬輸入電壓應用場合，通常采用兩級串聯(lián)結(jié)構的變換器方案[13,14]、并聯(lián)變換器功率處理方案[15]和交錯式拓撲變換器[15]來提高變換器效率；采用更替電源架構的穩(wěn)壓器[16]或恒定導通時間控制[17]來實現(xiàn)控制的精確度。在拓撲結(jié)構方案中，均可采用不可控變換器，或者稱為直-直變壓器[18,19]（DC-DC Transformer, DCX），直流變壓器體現(xiàn)直流能量的傳輸，且傳輸電壓增益比僅與變壓器變電壓有關。軟開關DCX能夠?qū)崿F(xiàn)開關器件的軟開通和軟關斷，不需要附加的吸收電路，提高了變換器的效率[14]。文獻[13]采用不對稱半橋（Asymmetric Half-bridge，AHB）變換器作為DCX變換器，然而AHB變換器二次側(cè)二極管存在反向恢復損耗等問題，限制了變換器效率的提升。文獻[14]采用LLC變換器作為DCX變換器，LLC變換器雖然實現(xiàn)了一次側(cè)開關管的零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次側(cè)二極管的零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS），然而，LLC變換器的增益特性受負載的影響較為嚴重，為了提高DCX變換器的性能，需要采用鎖相環(huán)技術[18]，實現(xiàn)較為復雜，限制了LLC變換器的應用。

為了進一步提升變換器的效率，文獻[20,21]采用變壓器二次側(cè)諧振技術實現(xiàn)了輸出二極管的零電流關斷，但同時帶來較高的導通損耗。為了實現(xiàn)變換器開關管的零電壓開通，通常需要采用有源鉗位技術[20,21]和移相控制策略，增加了變換器的成本和控制復雜度。

針對以上研究存在的不足，對稱控制全橋諧振PWM（Full-Bridge Resonant-PWM, FB-RPWM）變換器，詳細分析了變換器的工作模式及穩(wěn)態(tài)特性，給出了變換器軟開關的實現(xiàn)條件。FB-RPWM變換器實現(xiàn)了開關管的ZVS和輸出二極管的ZCS，其輸入輸出電壓傳輸比與負載、開關頻率和占空比無關，呈現(xiàn)出直-直變壓器的工作特性。同時，F(xiàn)B-RPWM變換器實現(xiàn)了勵磁電感電流的零直流偏量，進一步提高了變換器的效率。最后，搭建了一臺400V輸入、50V/10A輸出的實驗裝置，驗證了理論分析的正確性。

1 FB-RPWM變換器工作模式

圖1給出了FB-RPWM變換器的原理電路圖。為了簡化FB-RPWM變換器的分析，做如下假設：①變換器采用對稱脈沖控制，除反并聯(lián)二極管與輸出電容外，所有開關管是理想的；②變壓器等效模

型由∶1理想變壓器、勵磁電感m組成，諧振電感s包含變壓器漏感，且m＞＞s,o＞＞s；③輸出電容o足夠大，可以認為輸出電壓o恒定不變；隔直電容d上的電壓保持恒定；④變換器工作于 穩(wěn)態(tài)。

圖1 FB-RPWM變換器

在一個開關周期內(nèi)，變換器存在如圖2所示的5個工作模態(tài)，變換器的主要波形如圖3所示。在開關周期開始時刻，一次電流P為負，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(0)=S(0)。

（a）模態(tài)1 [0～1]

（b）模態(tài)2 [1～2]

（c）模態(tài)1 [2～3]

（d）模態(tài)2 [3～4]

（e）模態(tài)2 [4～5]

圖2 變換器工作模態(tài)的等效電路

Fig.2 Equivalent circuits in each operation modes

圖3 變換器的關鍵波形

（1）模態(tài)1[0,1]：0時刻，一次電流P為負值，開關管S1和S4的反并聯(lián)二極管導通，為P提供流通路徑。變壓器一次電壓為in-Vd，勵磁電感電流m線性上升，即

輸出二極管VDo關斷，輸出電感與諧振電感串聯(lián)，由于o＞＞s，輸出電感電流紋波可忽略不計，則可得變壓器一次電流P為

諧振電容r線性充電，則有

（2）模態(tài)2[1,2]：1時刻，變壓器一次電流P上升到零，在1之前，開關管S1和S4的反并聯(lián)二極管導通，在此期間可以實現(xiàn)S1和S4的零電壓導通。在模態(tài)2，開關管S1和S4導通，勵磁電感電流m繼續(xù)線性上升，諧振電容r繼續(xù)線性充電。

（3）模態(tài)3[2,3]：2時刻，開關管S1和S4關斷。開關管S1、S4與開關管S2、S3的輸出電容分別充、放電，由于輸出電容較小，充放電時間極短。當開關管S1、S4輸出電容的電壓等于輸入電壓in時，S2、S3的反并聯(lián)二極管導通，為一次電流P提供流通路徑。變壓器一次電壓等于-in-Vd，勵磁電感電流m線性下降，即

變壓器一次電壓折算到二次電壓為負。輸出二極管VDo導通，輸出電感兩端電壓等于-o，io線性下降，即

變換器二次側(cè)滿足電路方程

求解上述電路方程得

式中，諧振角頻率r=1/，特征阻抗r=。

流過輸出二極管的電流為

變壓器一次電流P為

（4）模態(tài)4[3,4]：3時刻，變壓器一次電流P下降到零，在3時刻之前，開關管S2和S3的反并聯(lián)二極管導通，在此期間可以實現(xiàn)S2和S3的零電壓導通。在模態(tài)4，開關管S2和S3導通，勵磁電感電流m繼續(xù)線性下降，變壓器二次側(cè)電路的工作模式與模態(tài)3相同。

（5）模態(tài)5[4,5]：4時刻，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(4)=S(4)，二次側(cè)輸出二極管VDo電流為零，實現(xiàn)了零電流關斷。變壓器二次側(cè)輸出電感o與二次側(cè)漏感l(wèi)ks和諧振電容r串聯(lián)，由于輸出電感輸出紋波電流較小，可以認為諧振電容r以輸出電感電流Io放電，由于Io=o，則

勵磁電感電流m繼續(xù)線性下降。

5時刻，開關管S2、S3關斷，開關管S2、S3與開關管S1、S4的輸出電容分別充、放電，開關管S2、S3的輸出電容電壓充電到in時，為一次電流P提供流通路徑，S1、S4的反并聯(lián)二極管導通，開始下一個開關周期。

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

采用對稱脈沖控制時，變壓器一次電壓不存在直流偏量，由勵磁電感m的伏秒平衡可知，在一個開關周期內(nèi)隔直電容上的直流電壓為零。然而，在實際情況存在器件偏差和驅(qū)動脈沖不對稱等因素，隔直電容可以防止變壓器飽和。當采用對稱控制且工作于穩(wěn)態(tài)時，Vd=0，此外，由于o足夠大，輸出濾波電感電流io的紋波較小，近似認為io≈o。故在[0,2]和[4,5]時間段內(nèi)諧振電容以o線性充電，在此時間段內(nèi)的積分值可近似為算術平均值，可以得到變壓器二次側(cè)諧振電感電流S和諧振電容電壓vr的近似波形如圖4所示。

圖4 近似后變換器的關鍵波形

由輸出濾波電感o的伏秒平衡，可得

式中，D為諧振支路帶來的占空比丟失。整理式（13）可得

在[0,2]和[4,5]時間段內(nèi)，由工作模態(tài)分析和圖4所示近似工作波形可知，諧振電容電壓滿足

由模態(tài)3和模態(tài)4的分析可知

整理式（16）和式（17），可得

聯(lián)立式（14）和式（18），可以得到變換器的增益為

由式（19）可知，變換器的電壓傳輸比與負載、開關頻率和占空比無關，呈現(xiàn)出DCX的特性。

3 軟開關工作條件分析

3.1 二次側(cè)二極管軟開關的實現(xiàn)條件

由圖2所示變換器的工作模式及圖3所示的工作波形可知，實現(xiàn)輸出二極管軟開關的條件是在開關管S2、S3關斷之前，輸出電感電流io與諧振電感電流S滿足io(4)=S(4)，即諧振周期應小于開關周期

3.2 一次側(cè)開關管軟開關的實現(xiàn)條件

由前面的工作模態(tài)分析可知，實現(xiàn)開關管S2、S3軟開關的條件是在變壓器一次電流P變?yōu)樨撝抵?，在開關管S2和S3兩端施加驅(qū)動脈沖，即保證在開關管S2和S3開通之前，反并聯(lián)二極管的導通，以實現(xiàn)開關管S2、S3的ZVS；實現(xiàn)開關管S1、S4軟開關的條件是在變壓器一次電流P變?yōu)檎抵?，在開關管S1、S4兩端施加驅(qū)動脈沖，即保證在開關管S1、S4開通之前，反并聯(lián)二極管的導通，以實現(xiàn)開關管S1、S4的ZVS。

在一個開關周期內(nèi)，由電容電荷平衡可知，勵磁電感電流不存在直流偏量，且由變換器的工作模式分析可知，勵磁電感電流紋波為

由變換器的主要工作波形和工作模態(tài)1、模態(tài)2的分析可知，為了實現(xiàn)開關管S1、S4的ZVS導通，需要滿足條件

由變換器的主要工作波形和工作模態(tài)3、模態(tài)4的分析可知，為了實現(xiàn)開關管S2、S3的ZVS導通，需要滿足的條件是

在[0,1]時間段內(nèi)，變壓器一次電流為

由式（21）、式（22）、式（24）可得

式中，為負載電阻。

在[2,3]時間段內(nèi)，變壓器一次電流為

定義諧振占空比r=(r/2)/s，由變換器的主要工作波形可知，r=1/2-D，且由式（14）、式（15）、式（19）可知，在2時刻，諧振電容電壓為

則在[2,3]時間段內(nèi)，一次電流為

式中，自變量=(-2)/s，P()的過零值即為時間段[2,3]的歸一值0，0=(3-2)/s。

圖5所示為參數(shù)變化時P()與的關系曲線，由圖5a可知，隨著r的增大，0增大；由圖5b可知，隨著m的減小，0增大；由圖5c可知，負載的變化幾乎不影響0值。然而為了實現(xiàn)所有開關管的軟開關，變換器的占空比需要滿足式（23），即滿足0＞0.5-。

（a）

（b）

（c）

圖5P()與的關系圖

Fig.5P() as a function of

由以上分析可知：在滿足式（20）的情況下，r越大，勵磁電感m越小，越容易實現(xiàn)開關管的ZVS導通；開關管S2、S3的軟開關實現(xiàn)范圍幾乎不受負載的影響，在滿足式（25）的情況下開關管S1、S4在全負載范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，設計并制作了一臺對稱控制全橋諧振PWM軟開關變換器的實驗裝置。為了滿足變換器開關管的軟開關條件，即滿足式（22）和式（23），實驗中取占空比=0.45。由圖5可知，在電路參數(shù)變化范圍內(nèi)，取0值在[0.1, 0.2]之間。由圖5b可知，勵磁電感m需滿足m＜1mH，實驗中取m=804μH。設計變換器參數(shù)為：輸入電壓in=400V，輸出電壓o=50V，輸出功率o=500W，開關周期s=20ms，則滿載時負載電阻=5W，并由式（19）可知，變壓器電壓比=8。變換器的主要參數(shù)見表1。

表1 變換器的參數(shù)

Tab.1 Parameters of converter

圖6a和圖6b分別為變換器滿載工作時，開關管S2、S4的電壓、電流實驗波形；圖7為變換器二次側(cè)輸出二極管VDo的電壓、電流波形；圖8所示分別為輸出電壓o、輸出二極管電壓VDo和諧振電容電壓vr的實驗波形。由圖6a和圖6b可知，對稱控制全橋諧振PWM軟開關變換器的所有開關管均實現(xiàn)了ZVS；由圖7可知，二次側(cè)輸出二極管VDo實現(xiàn)了ZCS。圖8給出了輸出電壓和輸出二極管電壓波形，以及二次側(cè)諧振電容電壓波形，由圖可知，與理論分析波形基本一致，驗證了理論分析的正確性。圖9為變換器的效率曲線，可以看出，在75%負載時，變換器獲得最大效率94.2%；圖10為輸出電壓隨負載的變化曲線，可以看出，變換器實現(xiàn)了DC-DC變壓器的特性，與理論分析一致。

（a）開關管S2的電壓、電流波形

（b）開關管S4的電壓、電流波形

圖6 變換器滿載時，開關管S2、S4的電壓電流實驗波形

Fig.6 Experimental voltage and switch current waveforms for S2and S4

圖8 變換器二次側(cè)實驗波形

圖9 效率曲線

圖10 輸出電壓隨負載的變化曲線

5 結(jié)論

本文研究了對稱控制全橋諧振PWM軟開關變換器，詳細分析了FB-RPWM變換器的工作模式、穩(wěn)態(tài)特性以及軟開關實現(xiàn)條件。分析結(jié)果表明，F(xiàn)B-RPWM變換器呈現(xiàn)出DC-DC變壓器的增益特性，其電壓傳輸比與負載、開關頻率和占空比無關，且在全負載范圍內(nèi)，可以實現(xiàn)FB-RPWM變換器開關管的ZVS以及二次側(cè)輸出二極管的ZCS。在分布式電源架構中間母線變換器和高效率寬輸入電壓范圍的DC-DC變換器模塊電源的場合具有一定的應用前景。

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Research on Symmetrical Controlled Full-Bridge Resonant PWM Converter

1,22234

（1. Key Laboratory of Fluid and Power Machinery, Ministry of Education Xihua University Chengdu 610039 China 2. School of Electric Information Xihua University Chengdu 610039 China 3. School of Electronics and Information Engineering Panzhihua University Panzhihua 617000 China 4. UOG-UESTC Joint School Chengdu 611731 China）

The traditional symmetrical controlled full bridge DC-DC converter fails to achieve soft switching. Thus, this paper proposes a full bridge resonant PWM (FB-RPWM) converter. Its operation modes and steady state characteristics are analyzed. The analysis results show that FB-RPWM converter exhibits the characteristics of DC-DC transformer (DCX), and its DC voltage conversion ratio is independent of load, switching frequency and duty ratios. The proposed FB-RPWM converter can realize zero-voltage turn-on switching (ZVS) of switches in the full load range and zero-current turn-off switching (ZCS) of the diode. Compared with the traditional phase-shift full bridge (PSFB) converter, FB-RPWM converter has reduced switch current stress and turn-off current of the main switch. It has also completely eliminated current offset of magnetizing inductor, and thus improved the efficiency of the converter. Finally, a 400V input, 50V/10A output experimental prototype is established to verify the theoretical analysis.

Full bridge DC-DC, resonant PWM technology, DC-DC transformer, phase-shifted full-bridge

TN86；TM463

曹太強 男，1969年生，博士，高級工程師，研究方向為新能源、大功率開關變換器及光伏發(fā)電、電力電子與電力傳動等。

E-mail: ctq815@163.com

周 川 男，1974年生，碩士，講師，研究方向為電氣控制技術。

E-mail: zhouchuan@mail.xhu.edu.cn（通信作者）

2015-11-15 改稿日期 2016-01-18

西華大學學生創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)項目（苗子工程）（2015RZ0030），太陽能技術集成及應用推廣四川省高校重點實驗室項目（TYN2015-09），攀枝花市科技計劃項目-太陽能光伏離/并網(wǎng)智能化控制逆變一體集成應用（2014CY-S-1-2），攀枝花學院分布式光伏多逆變器并網(wǎng)控制研究（2014YB11），攀枝花市科技計劃項目-光伏發(fā)電系統(tǒng)關鍵技術研制（2015 CY-C-5），四川省電力電子節(jié)能技術與裝備重點實驗室（新型高效無橋高功率因數(shù)變換器的研究-szjj2015-066），流體及動力機械教育部重點實驗室研究基金（西華大學）資助項目。