電動(dòng)汽車車載充電器輔助電源的高效設(shè)計(jì)

鄭嘉偉， 李紅梅

（合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化學(xué)院，安徽合肥 230009）

電動(dòng)汽車車載充電器輔助電源的高效設(shè)計(jì)

鄭嘉偉， 李紅梅

（合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化學(xué)院，安徽合肥 230009）

為了滿足電動(dòng)汽車車載充電器系統(tǒng)輔助電源要實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入和多路隔離輸出的實(shí)際需求，選擇單端反激式多路輸出作為輔助電源主電路拓?fù)?，詳?xì)介紹了其主電路中高頻變壓器、RCD電路和輸出電容設(shè)計(jì)步驟及參數(shù)確定依據(jù).控制系統(tǒng)采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的控制方案，其中電流內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制，基于Iw1691控制芯片將自適應(yīng)多模式控制和谷值開關(guān)控制相結(jié)合，減少開關(guān)管開關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的高效運(yùn)行.最后，通過(guò)系統(tǒng)仿真測(cè)試和樣機(jī)測(cè)試證實(shí)設(shè)計(jì)方案的合理有效性.

電動(dòng)汽車；車載充電器；輔助電源；谷值開關(guān)控制；多模式控制；高效設(shè)計(jì)

電動(dòng)汽車上的車載充電器包含前級(jí)具有功率因數(shù)校正功能AC／DC變換器、后級(jí)DC／DC變換器、輔助電源模塊以及各自的控制模塊等多個(gè)功能模塊，每個(gè)模塊所需的電源不盡相同，需要多路電源同時(shí)供電才能正常工作，如前級(jí)的AC／DC模塊的控制芯片需要15V的供電電壓，而后級(jí)的DC／DC控制器需要13V供電電壓等.電源效率一直是開關(guān)電源設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵性能指標(biāo)之一，在功率管開關(guān)過(guò)程中，電壓和電流交疊會(huì)產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，此外，功率管導(dǎo)通過(guò)程中也會(huì)產(chǎn)生導(dǎo)通損耗，導(dǎo)通損耗與開關(guān)頻率成正比.傳統(tǒng)PWM控制的開關(guān)電源，其開關(guān)頻率通常是不變的，導(dǎo)致在輕載工況下系統(tǒng)效率明顯降低.

為此，論文采用結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［1－2］，通過(guò)變壓器耦合調(diào)節(jié)式多繞組實(shí)現(xiàn)多路輸出的設(shè)計(jì)方案，重點(diǎn)研究車載充電器輔助電源系統(tǒng)架構(gòu)并給出詳細(xì)的設(shè)計(jì)流程及元器件選擇依據(jù)；在系統(tǒng)控制方案設(shè)計(jì)中，嘗試將軟開關(guān)技術(shù)的谷值開關(guān)模式和模式切換技術(shù)相結(jié)合，減小功率管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，旨在兼顧體積約束和滿足車載充電器輔助電源設(shè)計(jì)需求的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載條件下系統(tǒng)的高效運(yùn)行.

1　單端反激式變換器工作原理及電流型PWM控制

1.1單端反激式變換器結(jié)構(gòu)及工作原理

單端反激式變換器結(jié)構(gòu)圖如圖1所示，其主電路由變壓器、MOS管、RCD箝位電路、輸出整流二極管和輸出電容組成［3］.單端反激式變換器工作原理是當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓就加在高頻變壓器的初級(jí)繞組上，次級(jí)整流二極管反接，次級(jí)繞組沒有電流流過(guò)；當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，次級(jí)繞組上的電壓極性是上正下負(fù)，整流二極管正偏導(dǎo)通，開關(guān)管導(dǎo)通期間儲(chǔ)存在變壓器中的能量便通過(guò)整流二極管向輸出負(fù)載釋放.反激變壓器在開關(guān)管導(dǎo)通期間儲(chǔ)存能量，在截止期間向負(fù)載傳遞能量，所以稱為反激變換器.

1.2電流型PWM控制

電流型PWM［4－6］控制結(jié)構(gòu)圖如圖2所示，輸出電壓Uo經(jīng)電壓反饋電路，將反饋電壓Ur與 給定指令電壓U1進(jìn)行比較，經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器，輸出Uc作為電流調(diào)節(jié)器的電壓參考指令，與通過(guò)電阻采樣并反映電流變化的信號(hào)Us進(jìn)行比較，輸出占空比可調(diào)節(jié)的PWM脈沖信號(hào)，控制輸出電壓Uo保持恒定.

圖1　單端反激式變換器結(jié)構(gòu)圖

圖2　電流型PWM控制結(jié)構(gòu)圖

2　具有多路輸出的單端反激式輔助電源設(shè)計(jì)

具有多路輸出的單端反激式輔助電源設(shè)計(jì)需求為：

輸入電壓：DC＋80V～＋220V.

輸出：DC＋15V，額定功率10W，電壓精度2%；DC＋13V，額定功率4W，電壓精度10%；DC＋12V，額定功率4W，電壓精度10%；DC＋8V，額定功率2W，電壓精度10%.

效率：η＝80%，工作頻率：f＝85kHz.

基于設(shè)計(jì)需求設(shè)計(jì)出的具有多路輸出的單端反激式輔助電源原理圖如圖3所示，高壓直流電取自電網(wǎng)側(cè)的輸出，經(jīng)過(guò)單端反激變換器轉(zhuǎn)變?yōu)椋?5V、＋13V、＋12V、＋8V，其中15V和13V分別給車載充電器前級(jí)具有功率因數(shù)校正功能AC／DC變換器中MOS管驅(qū)動(dòng)芯片、后級(jí)DC／DC變換器中的MOS管驅(qū)動(dòng)芯片供電，12V和8V輸出給電源芯片1117M3，轉(zhuǎn)換成5V和3.3V給單片機(jī)供電.四路輸出中，15V輸出是最重要且紋波要求最高的一路，為此，采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合，電流內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制的雙閉環(huán)控制方案實(shí)現(xiàn)其穩(wěn)壓輸出.

2.1高頻變壓器設(shè)計(jì)

單端反激式輔助電源中的高頻變壓器，通過(guò)能量?jī)?chǔ)存和釋放實(shí)現(xiàn)能量傳遞，對(duì)開關(guān)電源的效率影響較大［7－8］，高頻變壓器設(shè)計(jì)非常關(guān)鍵，為此，首先給出其設(shè)計(jì)流程圖，如圖4所示.

（1）明確設(shè)計(jì)需求和已知參數(shù)

單輸入單端反激式輔助電源的四路輸出電壓和功率分別為15V、10W；13V、4W；12V、4W；8V，2W，工作頻率為85kHz.

圖3　具有多路輸出的單端反激式輔助電源原理圖

式中：Ku為窗口利用系數(shù)，取典型值0.29；Kj為電流密度，取其一般值600A／cm2；Bmax為磁芯允許最大磁通密度，取0.25T.

鑒于EFD磁芯［9］具有工藝簡(jiǎn)單、價(jià)格便宜、散熱條件好、繞線方便等優(yōu)點(diǎn)，并且其工作頻率高、工作電壓范圍寬、熱穩(wěn)定性能好，適用于開關(guān)電源，為此，選擇EFD磁芯.根據(jù)計(jì)算結(jié)果，確定符合要求的磁芯為EFD25.

（4）確定變壓器初級(jí)電感

式中：Vor表示副邊反射電壓；Vinmin為原邊輸入電壓的最小值.

（3）選擇磁芯

根據(jù)AP法選擇磁芯，磁芯截面積Ae和窗口面積Aw的乘積Ap應(yīng)滿足

式中：（VINTON）max為滿負(fù)載和最低輸入電壓條件下的最大伏秒值；Ip（pk）為原邊峰值電流.

（5）計(jì)算電流參數(shù)

（6）計(jì)算變壓器初級(jí)繞組匝數(shù)

（7）計(jì)算變壓器副邊輸出繞組匝數(shù)

圖4　高頻變壓器設(shè)計(jì)流程圖

（10）變壓器設(shè)計(jì)方案校核

0.25，故符合條件；b.趨膚效應(yīng)驗(yàn)證.

交流電通過(guò)導(dǎo)體時(shí)，各部分的電流密度不均勻，導(dǎo)體內(nèi)部電流密度小，導(dǎo)體表面電流密度大，這種現(xiàn)象稱為趨膚效應(yīng).趨膚效應(yīng)驗(yàn)證的評(píng)據(jù)是線徑不能超過(guò)趨膚深度的兩倍，所計(jì)算的線徑均小于這個(gè)值，表明高頻變壓器設(shè)計(jì)符合設(shè)計(jì)需求.為了減小趨膚效應(yīng)所造成的銅損，采用多股線并繞的應(yīng)對(duì)措施.

鄰近效應(yīng)是由繞線互感產(chǎn)生的渦流引起的，它迫使靜電流只流經(jīng)銅線截面的小部分增加了銅線損耗.為了減小鄰近效應(yīng)帶來(lái)的損耗，采用在層與層之間加入絕緣膠帶并相應(yīng)減少繞線層數(shù)的應(yīng)對(duì)措施.

繞制變壓器線圈時(shí)采用“三明治”繞法，繞制圖如圖5所示.繞線時(shí)，由起始引腳S開始按箭頭所示順時(shí)針方向繞制繞組，截止于終止引腳F.該繞制方法的優(yōu)點(diǎn)為：由于增加了初級(jí)和次級(jí)的有效耦合面積，可以極大地減少變壓器的漏感，降低漏感引起的電壓尖峰，降低MOSFET的電壓應(yīng)力，同時(shí)，由MOSFET與散熱片引起的共模干擾電流也可以降低，改善EMI；此外，由于在初級(jí)中間加入了一個(gè)次級(jí)繞組，減少了變壓器初級(jí)的層間分布電容，減少電路中的寄生振蕩，降低MOSFET與次級(jí)整流管的電壓電流應(yīng)力，改善EMI.

圖5　變壓器繞制圖

2.2RCD電路設(shè)計(jì)

在反激式變換器中，高頻變壓器存在漏感，在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感與開關(guān)管及變壓器的寄生電容之間的諧振會(huì)在開關(guān)管兩端產(chǎn)生很大的尖峰電壓，容易擊穿開關(guān)管，減小尖峰電壓的常用辦法就是設(shè)計(jì)RCD箝位電路.

RCD箝位電路參數(shù)的選取非常重要，由于箝位電壓會(huì)隨著負(fù)載的變化而變化，若R、C參數(shù)選擇合適，不僅能抑制關(guān)斷電壓尖峰，而且箝位電阻損耗功率?。惶热魠?shù)選擇不合適，電壓尖峰較大時(shí)會(huì)擊穿開關(guān)管，而箝位電阻消耗主勵(lì)磁電感能量則會(huì)降低開關(guān)電源的效率［10－11］.

RCD參數(shù)確定的流程如下：1）確定RCD電路鉗位電壓

式中：VDSS為MOS管的最大反向耐壓；Vinmax為最大輸入電壓.

2）確定箝位電阻和電容

取變壓器原邊漏感為勵(lì)磁電感的4%，則有：

式中：Vor為副邊反射電壓；Ls為高頻變壓器原邊漏感；Ip（pk）為原邊繞組或開關(guān)管最大電流.

2.3確定輸出電容

輸出電容的損耗是由寄生電阻引起的，在系統(tǒng)中所占損耗比例不大，但如果輸出電容選擇不合理的話會(huì)影響輸出紋波和電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng).

僅以13V輸出為例，設(shè)計(jì)時(shí)保持紋波大小不超過(guò)輸出的2%，即260mV.考慮動(dòng)態(tài)情況，要求輸出電容滿足：

式中：IOUT為輸出電流；TP（NoLoad）為空載最大時(shí)間；VDynamic為動(dòng)態(tài)期間允許電壓降；VDROP（sense）為Vsense信號(hào)足夠低到寄存器的動(dòng)態(tài)過(guò)渡電壓降.

假定從空載到50%滿載輸出電壓降落不超過(guò)2V，且空載時(shí)系統(tǒng)效率為50%，則

式中：Rload為當(dāng)前輸出那路的所帶電阻值；V（INxTON）PFM為滿負(fù)載和最低輸入電壓條件下的最大伏秒值；LM為原邊電感值；VOUT為輸出電壓；ηNoLoad為空載效率.

經(jīng)計(jì)算COUT（Dynamic）＝100uF，采用100uF的電解電容.

2.4確定功率開關(guān)管

常用的功率器件主要有IGBT和MOSFET兩種，較之MOSFET，IGBT有比較長(zhǎng)的拖尾電流，限制了其開關(guān)頻率，一般應(yīng)用在不超過(guò)20kHz的場(chǎng)合［12］.考慮到設(shè)計(jì)需求中開關(guān)頻率為85kHz，為此，選擇開關(guān)速度更快的功率MOSFET，為了確定其具體型號(hào)，主要考慮兩個(gè)因素：一是考慮到輸入電壓的波動(dòng)以及開關(guān)時(shí)刻電流引起的電壓尖峰等因素，選擇耐壓值為3倍輸入電壓值，設(shè)計(jì)中承受的最大電壓為242V，選擇功率管的額定電壓應(yīng)大于726V；二是考慮到負(fù)載的類型、允許過(guò)載程度等因素，額定電流取穩(wěn)態(tài)時(shí)通過(guò)漏極電流最大值的2倍，即其額定電流需大于2.8A.為此，確定選用ST公司的STP4NK80N，耐壓800V，額定電流3A.

2.5控制電路設(shè)計(jì)

由于電壓?jiǎn)伍]環(huán)控制方案存在系統(tǒng)響應(yīng)速度慢和穩(wěn)壓性較差的技術(shù)不足，采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)相結(jié)合的雙閉環(huán)控制，而且電流內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制方案［13－14］.

峰值電流控制原理如圖6所示，反饋電壓與基準(zhǔn)電壓經(jīng)誤差放大器后，得到的誤差電壓作為門限電壓Ve，與采樣電阻上得到的采樣電壓Vs一起接到電流比較器，當(dāng)Vs＞Ve時(shí)，比較器輸出高電平給SR鎖存器復(fù)位端R，則Q為低電平，開關(guān)管關(guān)斷；隨后R變?yōu)榈碗娖?，S也為低電平，所以Q保持低電平，開關(guān)管保持關(guān)斷；當(dāng)振蕩器脈沖變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，但此時(shí)R為低電平，但Q將變?yōu)楦唠娖?，開關(guān)管再次導(dǎo)通.如此周期性調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定.

（1）計(jì)算電流采樣電阻

圖6　峰值電流控制原理圖

式中：VISENSE為電流采樣轉(zhuǎn)換為電壓后的最大值，取1.1V；Ip（pk）為初級(jí)側(cè)電流最大值，為1.405A；計(jì)算后得電流采樣電阻為0.78Ω.

（2）計(jì)算電壓反饋電阻

式中：VSENSE為1.538V，VFB為15V，計(jì)算后得R10＝4.7kΩ，R9＝43kΩ.

（3）確定控制芯片

為了減小功率管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，建議將軟開關(guān)技術(shù)的谷值開關(guān)模式和模式切換技術(shù)相結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)，為此，在眾多的電流型PWM芯片中，確定Iw公司的Iw1691作為控制芯片.

Iw1691是高性能的AC／DC電源控制器，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖7所示，引腳1（NC）不使用、引腳2（VSENSE）接電壓反饋信號(hào)、引腳3（VIN）接輸入電壓、引腳4（SD）接外部停止信號(hào)、引腳5（GND）接地；引腳6（ISENSE）接電流反饋信號(hào)、引腳7（OUTPUT）是信號(hào)輸出端、引腳8（VCC）是基準(zhǔn)電壓輸入端.

Iw1691集成了A／D轉(zhuǎn)換器、D／A轉(zhuǎn)換器、數(shù)字邏輯控制單元、反饋信號(hào)處理電路、關(guān)閉保護(hù)電路、DC總線電壓檢測(cè)電路、過(guò)流保護(hù)及逐周期峰值電流限制以及MOS管柵極驅(qū)動(dòng)器電路等，而且集成軟開關(guān)控制和模式轉(zhuǎn)換控制于一體，并且在不增加外圍電路的同時(shí)將軟開關(guān)控制中的谷值開關(guān)控制和模式轉(zhuǎn)換控制中的多模式控制相結(jié)合，避免采用軟開關(guān)技術(shù)而增設(shè)的輔助MOS管.

a.谷值開關(guān)模式

谷值開關(guān)模式是軟開關(guān)技術(shù)的一種，針對(duì)MOSFET，在其漏源諧振電壓波形最低點(diǎn)開通MOSFET，具有開關(guān)損耗最小和dv／dt最小的技術(shù)優(yōu)點(diǎn)，為此，啟用谷值開關(guān)控制實(shí)現(xiàn)MOS管開關(guān)損耗的有效降低并提升系統(tǒng)整體效率.

b.多模式控制方式

在輸出電流大于電流最大值的10%時(shí)，設(shè)置Iw1691運(yùn)行于固定頻率的PWM模式，通過(guò)改變導(dǎo)通時(shí)間調(diào)整輸出.在輸出電流小于電流最大值的10%時(shí)，基于Iw1691控制芯片自動(dòng)切換至PFM模式，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間Ton由輸入線電壓調(diào)整，關(guān)斷時(shí)間Toff由負(fù)載電流決定.針對(duì)輔助電源控制系統(tǒng)啟用Iw1691控制芯片PWM／PFM多模式控制，降低MOSFET導(dǎo)通損耗，特別是系統(tǒng)輕載運(yùn)行時(shí)的損耗，提升系統(tǒng)效率.

圖7　Iw1691內(nèi)部原理圖

3　系統(tǒng)仿真

基于saber仿真軟件，對(duì)設(shè)計(jì)出的車載充電器輔助電源系統(tǒng)進(jìn)行建模和仿真研究［15］，仿真結(jié)果表明：所設(shè)計(jì)計(jì)算的變壓器、RCD電路等參數(shù)合理，所得到的輸出電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)所需時(shí)間較短，并且穩(wěn)態(tài)后電壓保持穩(wěn)定，紋波小，在寬電壓輸入范圍內(nèi)都能滿足要求.

4　系統(tǒng)試驗(yàn)測(cè)試

將焊好的電路板連上調(diào)壓器，并在輸出端接上負(fù)載開始進(jìn)行試調(diào)，先在負(fù)載為100%，輸入電壓為80V、110V、242V時(shí)測(cè)試，用示波器觀察各路輸出情況，看是否能達(dá)到所要求的電壓值，并繼續(xù)觀察MOS管兩端電壓波形，測(cè)試芯片的工作狀態(tài)是否為PWM模式.測(cè)試完滿載之后將負(fù)載減小為40%負(fù)載，分別測(cè)試輸入電壓為80V、110V和242V時(shí)的輸出電壓波形和MOS管波形，觀察MOS管是否開啟谷值開關(guān)模式.最后降低負(fù)載到10%，并在輸入電壓為80V、110V、242V條件下進(jìn)行測(cè)試，觀察MOS管是否進(jìn)入PFM模式.

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，系統(tǒng)方案及電路參數(shù)設(shè)計(jì)符合多路輸出設(shè)計(jì)需求，基于Iw1691控制芯片能夠根據(jù)自適應(yīng)于負(fù)載變化使系統(tǒng)運(yùn)行于谷值開關(guān)控制下，降低MOS管的開關(guān)損耗，提升系統(tǒng)效率.

5　結(jié)論

為了在滿足電動(dòng)汽車充電器系統(tǒng)中輔助電源設(shè)計(jì)需求的同時(shí)，兼顧系統(tǒng)成本、體積及高效運(yùn)行，架構(gòu)了基于單端反激多路輸出的輔助電源設(shè)計(jì)方案，給出了詳細(xì)的主電路和控制電路設(shè)計(jì)流程及參數(shù)確定依據(jù).系統(tǒng)仿真測(cè)試及樣機(jī)實(shí)測(cè)結(jié)果表明：設(shè)計(jì)出的輔助電源具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、性能良好的技術(shù)優(yōu)勢(shì)，實(shí)現(xiàn)了在輸入電壓寬范圍變化時(shí)系統(tǒng)多路電壓的穩(wěn)定輸出.所采用的RCD電路既能保護(hù)開關(guān)管又能保證系統(tǒng)的效率，同時(shí)通過(guò)谷值開關(guān)控制和多模式控制技術(shù)的融合減少了開關(guān)管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，提升了系統(tǒng)的效率，該方案可直接推廣應(yīng)用于電動(dòng)汽車車載充電器輔助電源系統(tǒng).

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［15］ 王紅梅.saber在電力電子技術(shù)教學(xué)中的應(yīng)用［J］.裝備制造技術(shù)，2007：1－5.

High Efficient Design of Auxiliary Power Supply for Vehicle Charger of Electric Vehicle

ZHENG Jia－wei， LI Hong－mei
（School of Electrical Engineering and Automation，Hefei University of Technology，Hefei 230009，China）

To achieve a wide range of input voltage and isolated multi－output of the auxiliary power supply for the on－board charger of EV，the single－ended flyback multi－output converter was chosen as the main circuit topology.The design procedure of circuit parameters including high－frequency transformer，RCD snubber circuit and output capacitor is described in detail.An outer voltage loop and an inner current loop are used in the control system，while the current loop operates in the peak current mode.The controller features the combination of the adaptive multi－mode control and valley switching control to reduce the switching loss of MOSFET based on the control chip Iw1691to achieve high efficient operation of system.Finally，the system simulation and experimental results provided from the prototype confirm the validity of the proposed design scheme.

electric vehicle；on－board charger；auxiliary power supply；valley switching control；multimode control；high efficient design

U469.72

A

1001－2443（2016）03－0237－06

10.14182／J.cnki.1001－2443.2016.03.006

2015－07－26

安徽省江淮汽車有限公司科研項(xiàng)目（201301）.

鄭嘉偉（1990－），男，安徽蕪湖市人，碩士研究生，主要研究電動(dòng)汽車充電器輔助電源部分；李紅梅（1967－），安徽合肥市人，博士、教授、博士生導(dǎo)師.

引用格式：鄭嘉偉，李紅梅.電動(dòng)汽車車載充電器輔助電源的的高效設(shè)計(jì)［J］.安徽師范大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版，2016，39（3）：237－242.