光學(xué)前端平衡失配下的衛(wèi)星相干接收性能

張 鵬，秦開(kāi)宇，蔣大鋼，鄧 科，黃 建，幺周石

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光學(xué)前端平衡失配下的衛(wèi)星相干接收性能

張 鵬，秦開(kāi)宇，蔣大鋼，鄧 科，黃 建，幺周石

(電子科技大學(xué)航空航天學(xué)院 成都 611713

該文主要討論衛(wèi)星相干光通信中光接收前端的平衡接收支路上功率和傳輸時(shí)間失配對(duì)相干接收性能的影響，并通過(guò)參數(shù)優(yōu)化進(jìn)行改善。與數(shù)據(jù)接收支路具有的大接收帶寬不同，光鎖相環(huán)路的低通窄帶特性，使其僅受功率失配的影響。通過(guò)優(yōu)化激光器線寬、鎖相環(huán)路的帶寬和本振功率將靈敏度惡化最小化。為使失配帶來(lái)的附加靈敏度下降小于5.5 dB，即保證接收機(jī)具有優(yōu)于-40 dBm的接收靈敏度，此時(shí)設(shè)計(jì)的接收前端的功率失配小于0.5 dB，傳輸時(shí)間失配小于3 ps，為高靈敏度接收前端的設(shè)計(jì)和鏈路裕量計(jì)算提供參考。

相干光通信; 共模抑制比; 光鎖相環(huán); 相對(duì)強(qiáng)度噪聲

隨著德國(guó)低軌衛(wèi)星-地面站(LEO-GOS 5.6 Gbps)和低軌衛(wèi)星間(LEO-LEO 5.6 Gbps)相干激光通信實(shí)驗(yàn)的成功，相干通信成為衛(wèi)星激光鏈路首選方案。未來(lái)德國(guó)低軌衛(wèi)星-同步軌道衛(wèi)星(LEO-GEO 1.8 Gbps)激光鏈路和美國(guó)的激光通信中繼實(shí)驗(yàn)(2.88 Gbps)以及日本的下一代激光通信終端(2.5 Gbps)均采用相干技術(shù)[1-2]?？紤]到衛(wèi)星相干光通信要求的強(qiáng)抗空間抗輻照能力、低功率損耗和大范圍的多普勒補(bǔ)償能力，目前日趨成熟的基于DSP技術(shù)的光纖相干接收技術(shù)并不適用于衛(wèi)星激光通信[3]，基于OPLL的相干接收技術(shù)仍是星間和星地激光鏈路的第一選擇[4-6]。

因?yàn)樾l(wèi)星激光鏈路無(wú)法進(jìn)行中繼和再生，因此高靈敏度相干接收機(jī)是衛(wèi)星光通信的關(guān)鍵技術(shù)之一，而高性能的OFE是實(shí)現(xiàn)高靈敏度接收的關(guān)鍵。在過(guò)去的研究中，由于通信碼速率比較低，僅將OFE作為理想的器件進(jìn)行考慮[5-7]，而更多的是關(guān)注相干接收機(jī)的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)及相位噪聲的抑制[8-9]。理想的OFE要求平衡接收支路上信號(hào)功率和傳輸時(shí)間嚴(yán)格相等。但混頻器內(nèi)各支路上的分光不均和平衡探測(cè)器上兩光探測(cè)器響應(yīng)的不一致造成了兩支路間的功率失配[10-11]，同時(shí)光混頻器內(nèi)各支路光程差引起的傳輸時(shí)間差別和兩光電探測(cè)器響應(yīng)時(shí)間的不一致產(chǎn)生了傳輸時(shí)間失配。兩種失配降低了前端對(duì)相對(duì)強(qiáng)度噪聲(RIN)的抑制和差分信號(hào)的放大。隨著通信速率的上升，失配帶來(lái)的影響更加明顯，成為制約高靈敏度接收的重要因素。

本文針對(duì)星地20 Gbps BPSK的相干接收機(jī)中，OFE中功率失配和傳輸失配對(duì)數(shù)據(jù)接收和相位鎖定的影響進(jìn)行了分析，并進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化將失配帶來(lái)的接收機(jī)性能惡化降低到最小，為接收前端的設(shè)計(jì)和通信鏈路裕量提供設(shè)計(jì)參考。

1 光學(xué)接收前端的失配及共模抑制比

理想的平衡探測(cè)器可以消除本振激光器帶來(lái)的RIN噪聲，其對(duì)RIN噪聲的抑制能力用共模抑制比(CMRR)表示[12]，同樣將OFE的CMRR定義為：

a. 90°空間光混頻器

b. 光接收前端中的失配來(lái)源

圖1 90°空間光混頻器及光接收前端中的失配源

在空間光混頻器內(nèi)分光誤差主要來(lái)自于二分之一波片的安裝誤差和PBS的偏振分光誤差[13]。二分之一波片2.5 mrad的旋轉(zhuǎn)將帶來(lái)0.08 dB的分光誤差[13]；對(duì)于一個(gè)典型的PBS其P光S光的透射率和反射率分別為：，和，，其將帶來(lái)約0.35 dB的分光誤差。在平衡探測(cè)器內(nèi)，兩探測(cè)器的響應(yīng)度最大有0.5 dB的誤差，此時(shí)的最大值達(dá)到0.93 dB。一般為幾個(gè)皮秒。圖2給出了在和影響下，接收前端的CMRR隨頻率變換的曲線。

a. 不同頻率下的OFE的CMRR

b. 頻率為8 GHz時(shí)的OFE的有效CMRR

圖2 不同頻率下OFE的有效CMRR

通過(guò)圖2a可以看出，CMRR受分功率失配和時(shí)間失配影響，在低頻段主要是受功率失配的影響，而在高頻段時(shí)間失配的影響增大。圖2b給出了頻率為8 GHz時(shí)，不同功率失配下，有效CMRR[10]隨時(shí)間失配的變化趨勢(shì)。該頻率對(duì)應(yīng)20 Gbps BPSK接收機(jī)的接收帶寬?？梢钥闯?，如果和取值分別為0.25 dB和2 ps，CMRR取值為-22.35 dB；如果兩者增加到1 dB和3 ps，那么將CMRR增大到-12.47 dB。CMRR的取值表征了光接收前端對(duì)于LO帶來(lái)的RIN噪聲的抑制能力。CMRR值增加使接收機(jī)中的RIN噪聲增加，同時(shí)降低數(shù)據(jù)接收的信噪比和OPLL的輸入信噪比，影響OPLL性能。

2 失配對(duì)光鎖相環(huán)路性能的影響

2.1 失配對(duì)相位跟蹤的影響

圖3為基于COSTAS光鎖相環(huán)的BPSK接收機(jī)原理圖。對(duì)于I支路，信號(hào)光和本振光分別表示為：

圖3 基于OPLL的BPSK接收機(jī)

那么I支路的輸出電流信號(hào)可以表示為：

2.2 失配對(duì)OPLL環(huán)路相位噪聲的影響

環(huán)路中的相位噪聲主要來(lái)自于信號(hào)光激光器和本振激光器的相位噪聲以及進(jìn)入環(huán)路內(nèi)的強(qiáng)度噪聲，主要包括散粒噪聲、RIN噪聲和熱噪聲，而在以往的研究中將OFE認(rèn)為是理想器件，完全將RIN噪聲消除而不予考慮，但失配降低對(duì)RIN噪聲的抑制能力，在高性能的接收中必須進(jìn)行考慮。

激光器相位噪聲的功率譜密度(PSD)為[8-9]：

同理[10]，有：

在優(yōu)化帶寬下，相位噪聲為[8]：

通過(guò)式(15)可以看出，在優(yōu)化的帶寬下，總的相位噪聲是一個(gè)與LO功率和OFE的CMRR相關(guān)的量，可以進(jìn)一步對(duì)通過(guò)對(duì)LO功率優(yōu)化來(lái)降低相位噪聲。

通過(guò)本振優(yōu)化，那么此時(shí)總的相位噪聲可以表示為：

相位噪聲隨LO功率的變化如圖4所示，通過(guò)仿真看出，CMRR增加將使得整體的相位噪聲增加，OPLL的帶寬僅為兆赫茲量級(jí)，因此引起相位噪聲增加主要來(lái)至于接收前端內(nèi)功率失配的影響。同時(shí)在一定的CMRR下，總相位噪聲隨本振功率的增加發(fā)生變化，并存在一個(gè)最優(yōu)值。在CMRR=-12.8，18.8，-12.5 dB時(shí)，最小的相位噪聲對(duì)應(yīng)的本振光分別為：10.5、7.5、4.5 dBm。此時(shí)，=200 kHz，A/W，dBm。圖4同樣給出了僅考慮散粒噪聲情況下相位噪聲值。在最優(yōu)的本振功率下，相對(duì)于僅考慮散粒噪聲的情況，相位噪聲分別增加了2.4、3.9、5.9 dB。

2.3 存在環(huán)路延遲下的相位噪聲

在鎖相環(huán)路中，環(huán)路的延遲是不能消除的，其值影響環(huán)路的穩(wěn)定性。在考慮到環(huán)路延遲下的相位噪聲可以表示為[14]：

圖5給出了不同的延遲和固定頻率下的相位噪聲。可以看出在最優(yōu)的環(huán)路帶寬下的相位噪聲除了取決于延遲外，還受到失配的影響。失配越嚴(yán)重，剩余相位噪聲越大，并且失配帶來(lái)的相位噪聲的增加無(wú)法通過(guò)優(yōu)化環(huán)路帶寬和LO功率來(lái)消除。為保證穩(wěn)定的相位跟蹤，要求rad[8]。在10 ns和15 ns的環(huán)路延遲下，相位噪聲均大于此值，需要減小激光器的線寬消除影響。對(duì)于15 ns的延遲，對(duì)應(yīng)CMRR=-12.9，-18.8，-24.8 dB，依次減小到116、126、132 kHz以下。

3 失配對(duì)相干接收機(jī)靈敏度的影響

通過(guò)上面的分析可以看出，接收前端的功率失配增大降低了對(duì)RIN噪聲的抑制能力，噪聲增加，降低數(shù)據(jù)接收的信噪比。在LO功率優(yōu)化下，此時(shí)信噪比可以表示為：

那么此時(shí)接收機(jī)的誤碼率可以表示為[15]：

4 結(jié) 論

本文討論了OFE內(nèi)功率失配和傳輸時(shí)間失配的來(lái)源和失配對(duì)接收機(jī)靈敏度的影響。OFE內(nèi)的功率失配和傳輸時(shí)間失配降低了平衡接收對(duì)RIN噪聲的抑制，使得接收機(jī)信噪比下降，鎖相環(huán)路的相位噪聲增加。在鎖相環(huán)路中通過(guò)本振優(yōu)化和帶寬優(yōu)化可以將相位噪聲的增加量最小化。對(duì)于失配的影響表現(xiàn)出頻率特性使得鎖相環(huán)路僅受到功率失配的影響，而數(shù)據(jù)接收同時(shí)受功率失配和時(shí)間失配的影響。為保證接收機(jī)具有優(yōu)于-40 dBm的接收靈敏度，要求OFE功率失配小于0.5 dB，傳輸失配小于3 ps。

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編 輯 稅 紅

Performance of Satellites Coherent Receivers with Optical Front-End Imbalance

ZHANG Peng, QIN Kai-yu, JIANG Da-gang, DENG Ke, HUANG Jian, and YAO Zhou-shi

(School of Astronautics and Aeronautics, University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 611731)

The influence coming from imbalance of optical front-end (OFE) on the satellites coherent receivers is discussed and the compensation method is considered. Different from data recovering branch which has wide bandwidth, the optical phase-locked loops (OPLLs) with narrow bandwidth and low-pass characteristics are only influenced by power imbalance. By optimizing laser linewidth, the OPLL bandwidth, local oscillation (LO) power, and deterioration can be minimized. In order to make the loss is less than 5.5 dB, or the sensitivity of receivers is better than-40 dBm, the power imbalance must be less than 0.5 dB, the time imbalance no more than 3 ps. The presented results could be a beneficial reference for high-sensitivity coherent receivers.

coherent optical communication; common mode rejection ratio; optical phase-locked loop; relative intensity noise

TN2

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2016.03.025

2015 - 01 - 10；

2015 - 03 - 16