混合H橋級(jí)聯(lián)逆變器的優(yōu)化調(diào)制

何凱益　任　磊　鄧　翔　陳軼涵　龔春英

（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)）　南京　210016）

混合H橋級(jí)聯(lián)逆變器的優(yōu)化調(diào)制

何凱益任磊鄧翔陳軼涵龔春英

（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)）南京210016）

兩路電壓比為1∶2的H橋混合級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)七電平的輸出，有助于提高逆變器的功率密度。在采用多層載波層疊的調(diào)制方法下，低壓?jiǎn)卧粋€(gè)橋臂開關(guān)管工作在高頻，另一橋臂開關(guān)管工作在低頻，兩個(gè)橋臂開關(guān)管熱量分布不均導(dǎo)致系統(tǒng)壽命/可靠性降低。提出一種優(yōu)化調(diào)制策略，在保證輸出特性和效率不變的情況下，使兩個(gè)單元的開關(guān)管最高工作頻率降低為原來的1/2，同時(shí)每個(gè)單元的四個(gè)開關(guān)管工作應(yīng)力相同，有助于提高系統(tǒng)壽命/可靠性。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了優(yōu)化調(diào)制策略的可行性和有效性。

混合H橋級(jí)聯(lián)多電平逆變器多層載波層疊調(diào)制優(yōu)化控制

0　引言

中頻400Hz逆變器被廣泛使用在航空和船舶等運(yùn)載系統(tǒng)中。隨著運(yùn)載系統(tǒng)性能發(fā)展和要求的提高，對(duì)其中的中頻電源容量及性能要求也不斷提高。其中，高效率、高功率密度和高可靠性是核心指標(biāo)要求。

目前中頻逆變器采用較多的方案是傳統(tǒng)的全橋逆變電路拓?fù)洌碚撋峡梢酝ㄟ^提高開關(guān)頻率來減小輸出濾波器的重量和尺寸，但是開關(guān)頻率的提高帶來開關(guān)損耗的增加，不利于效率的提高。

多電平逆變器概念最早被提出并用在高壓大功率變換場(chǎng)合。由于多電平逆變器輸出電壓有多個(gè)電平，可以減小輸出電壓中的諧波含量并降低每個(gè)開關(guān)管的電壓應(yīng)力［1，2］。輸出諧波含量的降低有助于減小輸出濾波器的重量和尺寸，從而實(shí)現(xiàn)高功率密度。而開關(guān)管電壓應(yīng)力的降低有助于導(dǎo)通電阻以及結(jié)電容的減小，這樣不僅可以降低開通損耗，也可以降低開關(guān)損耗以及驅(qū)動(dòng)損耗，從而實(shí)現(xiàn)高效率。多電平逆變器中研究較多的主電路拓?fù)渲饕卸O管鉗位式多電平逆變器［3，4］、飛跨電容式多電平逆變器［5，6］和級(jí)聯(lián)式多電平逆變器［7-12］。二極管鉗位式和飛跨電容式適合電平數(shù)目較少的情況，因?yàn)樵陔娖綌?shù)目較多時(shí)需要大量的鉗位二極管/電容，且系統(tǒng)控制也比較復(fù)雜。級(jí)聯(lián)式逆變器不僅具有其他多電平逆變器的優(yōu)點(diǎn)，而且實(shí)現(xiàn)輸出相同電平數(shù)所需的器件最少，控制簡(jiǎn)單，可靠性高且易于模塊化。文獻(xiàn)［7，8］研究了采用載波移相控制的H橋級(jí)聯(lián)拓?fù)?，該拓?fù)鋬蓡卧梢暂敵鑫咫娖?，并且每單元還可以采用單極性倍頻的控制方法來提高級(jí)聯(lián)橋臂等效輸出開關(guān)頻率，但是每個(gè)橋臂都是工作在高頻狀態(tài)，所以開關(guān)損耗仍較大。文獻(xiàn)［13-16］提出不同輸入電壓的混合級(jí)聯(lián)逆變器，研究最多的是電壓比為1∶2的混合級(jí)聯(lián)逆變器，可以輸出七電平，單元一作為高壓?jiǎn)卧溟_關(guān)管工作在低頻狀態(tài)，單元二作為低壓?jiǎn)卧溟_關(guān)管工作在高頻狀態(tài)，減少了諧波含量和開關(guān)損耗，提高了功率密度和效率。該拓?fù)湔{(diào)制方法有很多，最簡(jiǎn)單的就是混合調(diào)制，但是混合調(diào)制存在能量倒灌問題，影響低壓直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定。多層載波層疊調(diào)制方法雖然可以有效解決能量倒灌問題，但是本文分析發(fā)現(xiàn)低壓?jiǎn)卧獌蓚€(gè)橋臂開關(guān)管工作狀態(tài)不同，一個(gè)工作在高頻，另一個(gè)工作在低頻，高頻開關(guān)管工作結(jié)溫高、壽命降低從而導(dǎo)致系統(tǒng)可靠性降低。

本文提出一種優(yōu)化調(diào)制方法，在輸出特性和效率不變的情況下，使得每個(gè)單元兩個(gè)橋臂開關(guān)管最大開關(guān)頻率為原來最大開關(guān)頻率的 1/2，而且各單元的開關(guān)管熱量分布均勻，有利于提高系統(tǒng)的壽命/可靠性。

1　多層載波層疊SPWM調(diào)制方法

圖1　多層載波層疊SPWM調(diào)制原理Fig.1　Principle of multi-carrier stacked SPWM modulation

表1　多層載波層疊調(diào)制七電平組合輸出電壓Tab.1　Seven level output voltage for multi-carrier stacked modulation

多層載波層疊SPWM調(diào)制原理如圖1所示，兩個(gè)H橋級(jí)聯(lián)輸出七電平需要三個(gè)載波，三個(gè)載波va、vb和vc反向?qū)盈B。輸出七電平電壓的調(diào)制過程見表1。當(dāng) 0＜uref＜va時(shí)，輸出電平 0；當(dāng) va＜uref＜vb時(shí)，輸出電平+E；當(dāng)vb＜uref＜vc時(shí)，輸出電平+2E；當(dāng) uref＞vc時(shí)，輸出電平+3E；當(dāng) 0＜-uref＜va時(shí)，輸出電平 0；當(dāng) va＜-uref＜vb時(shí)，輸出電平-E；當(dāng)vb＜-uref＜vc時(shí)，輸出電平-2E；當(dāng)-uref＞vc時(shí)，輸出電平-3E。

2　調(diào)制優(yōu)化控制

針對(duì)上面的問題，本文提出類似單極性倍頻的優(yōu)化調(diào)制控制方法，使每個(gè)單元四個(gè)開關(guān)管工作頻率一致，熱量分布均勻，而且級(jí)聯(lián)后輸出電壓可達(dá)到倍頻的效果，即在保持輸出等效開關(guān)頻率及總開關(guān)損耗一樣的情況下，開關(guān)管最高工作頻率為原來的1/2。

以圖2所示的兩單元級(jí)聯(lián)主電路拓?fù)錇閷?duì)象進(jìn)行調(diào)制原理分析。由于采用類似單極性倍頻優(yōu)化調(diào)制控制，通過對(duì)參考正弦調(diào)制信號(hào)的修改，只用一個(gè)三角載波就能實(shí)現(xiàn)調(diào)制功能。

圖2　混合級(jí)聯(lián)2H橋拓?fù)銯ig.2　Topology of hybrid cascaded 2H-bridge

假設(shè)圖1中的三角載波幅值為um，參考正弦調(diào)制信號(hào)幅值為 uref。0＜uref＜um時(shí)，調(diào)制信號(hào)等于uref；當(dāng)um＜uref＜2um時(shí)，調(diào)制信號(hào)等于2um-uref；當(dāng)2um＜uref＜3um時(shí)，調(diào)制信號(hào)等于uref-2um。當(dāng)參考信號(hào)位于負(fù)半周期時(shí)，分析與正半周期類似。式（1）是調(diào)整后調(diào)制波的分段函數(shù)表示，圖3是調(diào)制波調(diào)制原理示意圖，圖中與之交截的三角載波vd也進(jìn)行了相應(yīng)調(diào)整，三角載波只用了一個(gè)，幅值為2um，頻率為原來的1/2。

圖3　調(diào)制波調(diào)整原理Fig.3　Principle of modified modulation

圖4是低壓?jiǎn)卧{(diào)制原理，給出了橋臂開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。調(diào)整后的調(diào)制波umod作為低壓?jiǎn)卧恼{(diào)制波與三角載波vd交截比較得到低壓?jiǎn)卧髽虮坶_關(guān)脈沖信號(hào)，調(diào)制波umod反向后作為低壓?jiǎn)卧覙虮鄣恼{(diào)制波與三角載波交截比較得到右橋臂開關(guān)脈沖信號(hào)。從圖4可以看出，橋臂輸出等效開關(guān)頻率是橋臂開關(guān)管開關(guān)頻率的2倍，達(dá)到倍頻的效果。

圖4　低壓?jiǎn)卧{(diào)制原理Fig.4　Principle of low voltage unit modulation

高壓?jiǎn)卧獏⒖颊倚盘?hào)幅值在區(qū)間（-um，um）時(shí)，左橋臂上開關(guān)管S11關(guān)斷、下開關(guān)管S12開通，右橋臂上開關(guān)管S13關(guān)斷、下開關(guān)管S14開通；參考正弦信號(hào)幅值在區(qū)間（2um，3um）時(shí)，左橋臂上開關(guān)管 S11開通、下開關(guān)管 S12關(guān)斷，右橋臂上開關(guān)管S13關(guān)斷、下開關(guān)管 S14開通；參考正弦信號(hào)幅值在區(qū)間（-3um， -2um）時(shí)，左橋臂上開關(guān)管S11關(guān)斷、下開關(guān)管S12開通，右橋臂上開關(guān)管S13開通、下開關(guān)管 S14關(guān)斷；當(dāng)參考正弦信號(hào)幅值位于區(qū)間（um，2um）和（-2um，um）時(shí)，高壓?jiǎn)卧獦虮圻M(jìn)行類似倍頻高頻調(diào)制，高頻段的調(diào)制原理如圖5所示。當(dāng)umod＞vd且-umod＞vd時(shí)，高壓?jiǎn)卧敵?2E電平；當(dāng)umod＜vd且-umod＜vd時(shí)，高壓?jiǎn)卧敵?2E電平，而且橋臂輸出等效頻率也是開關(guān)管頻率的2倍。

圖5　高壓?jiǎn)卧{(diào)制原理Fig.5　Principle of high voltage modulation

圖5中脈沖信號(hào)A表示三角載波斜率為正時(shí)邏輯電平1，斜率為負(fù)時(shí)邏輯電平0，脈沖信號(hào)A′和A邏輯相反。

當(dāng)參考正弦幅值位于區(qū)間（um，2um）時(shí)，調(diào)整后的調(diào)制波為

此時(shí)，脈沖信號(hào)B表示反向后的調(diào)制波-umod與三角載波vd交截比較，則

相同內(nèi)容的問卷，筆答和口答又有何差異？Rintell和Mitchell(1989)對(duì)開放式角色扮演收集的語(yǔ)料和開放式DCT收集的語(yǔ)料進(jìn)行了對(duì)比研究，研究結(jié)果顯示，除了學(xué)習(xí)者的口答語(yǔ)料顯著長(zhǎng)于筆答語(yǔ)料以外，其他方面都非常相似。另外，在一些情景中，母語(yǔ)者和學(xué)習(xí)者的筆答均比口答更為直接，說明被試在面對(duì)面的口頭交際中更多地受到了面子和禮貌等因素的制約。

脈沖信號(hào) C表示調(diào)制波 umod與三角載波 vd交截比較，則

此時(shí)，開關(guān)管S12的邏輯信號(hào)為

開關(guān)管S13的邏輯信號(hào)為

同理，當(dāng)參考正弦幅值位于區(qū)間（-2um， -um）時(shí)，調(diào)整后的調(diào)制波為

脈沖信號(hào) B′表示反向后的調(diào)制波-umod與三角載波vd交截比較，則

脈沖信號(hào) C′表示調(diào)制波 umod與三角載波 vd交截比較，則

此時(shí)，開關(guān)管S12的邏輯信號(hào)為

開關(guān)管S13的邏輯信號(hào)為

由上可得高壓?jiǎn)卧拈_關(guān)邏輯數(shù)學(xué)統(tǒng)一表達(dá)式為

詳細(xì)分析以上兩個(gè)單元的開關(guān)信號(hào)可知：高壓?jiǎn)卧偷蛪簡(jiǎn)卧_關(guān)管的最大開關(guān)頻率都是等效輸出開關(guān)頻率的 1/2，而且左右兩個(gè)橋臂的工作狀態(tài)相同，開關(guān)損耗也相同，所以兩者熱量的分布均勻，有利于提高系統(tǒng)的使用壽命/可靠性。

3　輸出特性

根據(jù)倍頻原理，可以把如圖6a所示的低壓?jiǎn)卧{(diào)制原理等效為如圖6b所示的調(diào)制原理，兩種調(diào)制方式的輸出電平波形一致（如圖6c所示），則兩者輸出電壓諧波含量也一致。

圖6　低壓?jiǎn)卧{(diào)制原理分析Fig.6　Modulation principle analysis of low voltage modulation

當(dāng)高壓?jiǎn)卧獏⒖颊也ǚ滴挥趨^(qū)間（-um，um）時(shí)，高壓?jiǎn)卧獦虮圯敵?電平；當(dāng)參考正弦波幅值在區(qū)間（2um，3um）時(shí)，高壓?jiǎn)卧獦虮圯敵?2E電平；當(dāng)參考正弦波幅值在區(qū)間（-3um， -2um）時(shí)，高壓?jiǎn)卧獦虮圯敵?2E電平，這與多層載波層疊調(diào)制是一致的。在高頻調(diào)制區(qū)間（um，2um）和（-2um， -um）內(nèi)，可以把如圖7a所示的高壓?jiǎn)卧娖秸{(diào)制原理等效成如圖7b所示的調(diào)制原理，兩者輸出電平一樣。圖7c為高壓?jiǎn)卧敵鲭妷翰ㄐ问疽鈭D。

圖7　高壓?jiǎn)卧{(diào)制原理分析Fig.7　Modulation principle analysis of high voltage modulation

對(duì)正弦參考信號(hào)幅值區(qū)間分段，然后在每一區(qū)間內(nèi)得到相應(yīng)的電平輸出邏輯表達(dá)式，見表2。

通過表2和表1的對(duì)比可知，兩種調(diào)制方法在相同正弦參考信號(hào)下高低壓?jiǎn)卧妮敵鲭娖讲ㄐ蜗嗤?，即?jí)聯(lián)輸出電壓波形相同，則兩者的輸出特性一致。因而，優(yōu)化調(diào)制控制在不改變輸出特性的情況下，高壓?jiǎn)卧偷蛪簡(jiǎn)卧淖笥覙虮坶_關(guān)管工作狀態(tài)一致，而且使得最大開關(guān)頻率為多層載波層疊調(diào)制方法時(shí)最大開關(guān)頻率的 1/2，實(shí)現(xiàn)了倍頻的效果。

表2　優(yōu)化調(diào)制策略等效后電平輸出邏輯Tab.2　Logic expression of level voltage for equivalent modulation

4　仿真及實(shí)驗(yàn)

4.1仿真

對(duì)多層載波層疊調(diào)制方法和優(yōu)化調(diào)制控制方法進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。仿真主電路參數(shù)如下：輸入母線電壓分別為60V和120V；輸出電壓為115V/400Hz；濾波電感為 100μH，濾波電容為 6.8μF；多層載波調(diào)制方法載波頻率為 80kHz，優(yōu)化調(diào)制控制載波頻率為40kHz；負(fù)載電阻為13Ω。圖8和圖9分別是優(yōu)化調(diào)制控制下的開關(guān)驅(qū)動(dòng)仿真波形和橋臂輸出電壓仿真波形，說明了優(yōu)化調(diào)制的可行性。圖10是兩種控制方法的輸出諧波特性對(duì)比，說明了兩種方法具有相同的輸出特性，圖中基波幅值電壓為162V。

圖8　優(yōu)化調(diào)制控制各橋臂開關(guān)驅(qū)動(dòng)仿真波形Fig.8　Simulation waveforms of modified modulation for each bridge

圖9　優(yōu)化調(diào)制控制橋臂輸出電壓仿真波形Fig.9　Simulation waveforms of bridge output for modified modulation

圖10　兩種調(diào)制方法輸出電壓諧波比較Fig.10　Harmonic comparison of two modulations

4.2實(shí)驗(yàn)

實(shí)驗(yàn)采用DSP+FPGA的數(shù)字控制，DSP進(jìn)行輸出電壓和電感電流信號(hào)采樣，再經(jīng)數(shù)字PI計(jì)算得到調(diào)制波，傳給FPGA進(jìn)行調(diào)整并輸出開關(guān)控制信號(hào)。傳統(tǒng)多層載波層疊調(diào)制與優(yōu)化調(diào)制方法在產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)過程的復(fù)雜程度是相似的，體現(xiàn)在用FPGA實(shí)現(xiàn)開關(guān)脈沖信號(hào)時(shí)，兩者所占邏輯資源總數(shù)相近。控制信號(hào)先經(jīng)過三態(tài)緩沖電路，再通過4504光耦隔離后驅(qū)動(dòng)芯片 IR2110，IR2110具有自舉驅(qū)動(dòng)能力，一個(gè)橋臂只需一個(gè)驅(qū)動(dòng)電源。高壓、低壓?jiǎn)卧_關(guān)管分別采用 IR公司的 IRFB4321、IRFB4510。

圖11和圖12分別是優(yōu)化調(diào)制控制下的開關(guān)驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形和單元橋臂輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形。圖 12中，VA代表低壓?jiǎn)卧獦虮圯敵霾ㄐ?；VB代表高壓?jiǎn)卧獦虮圯敵霾ㄐ?；VC代表級(jí)聯(lián)橋臂輸出波形。實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了優(yōu)化調(diào)制原理分析的正確性和可行性。表3是兩種方法效率的對(duì)比，驗(yàn)證了優(yōu)化后的調(diào)制方法和載波層疊調(diào)制方法的效率基本相同。

圖11　優(yōu)化調(diào)制開關(guān)驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.11　Experimental waveforms of switching for modified modulation

圖12　優(yōu)化調(diào)制橋臂輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.12　Experimental voltage waveforms of bridge for modified modulation

表3　兩種調(diào)制方法不同功率時(shí)的效率對(duì)比Tab.3　Efficiency comparison of two different modulations with different power

圖13是兩種調(diào)制方法在1kW功率下工作0.5h后的開關(guān)管溫度分布，表4為每個(gè)功率管中心處溫度。圖13中，A代表低壓?jiǎn)卧猄23、S24開關(guān)管；B代表低壓?jiǎn)卧猄21、S22開關(guān)管；C代表高壓?jiǎn)卧猄13、S14開關(guān)管；D代表高壓?jiǎn)卧猄11、S12開關(guān)管。可見在多層載波調(diào)制方法下，低壓?jiǎn)卧?S23、S24開關(guān)管（高頻）溫度比 S21、S22開關(guān)管溫度（低頻）高約3℃以上，高壓?jiǎn)卧?S13、S14開關(guān)管（高頻）溫度比S11、S12開關(guān)管（低頻）溫度高1.5℃左右，經(jīng)過優(yōu)化調(diào)制以后每個(gè)單元兩個(gè)橋臂溫度基本一致，說明優(yōu)化后的調(diào)制方法能夠使每個(gè)單元橋臂工作狀態(tài)一致，熱分布均勻，開關(guān)管最高溫度降低，有利于提高系統(tǒng)壽命/可靠性。

圖13　開關(guān)管熱分布Fig.13　Heat distribution of switches

表4　兩種調(diào)制方法的工作溫度分布Tab.4　Temperature distribution for two modulations（單位：℃）

5　結(jié)論

本文先對(duì)混合調(diào)制中的多層載波層疊調(diào)制方法進(jìn)行了分析，指出在同一單元中兩個(gè)橋臂的開關(guān)管工作頻率狀態(tài)不同，使得同一單元的開關(guān)管發(fā)熱量分布不均，導(dǎo)致器件壽命不一致而影響系統(tǒng)壽命/可靠性；然后提出并詳細(xì)分析了優(yōu)化調(diào)制控制方法，在保證輸出特性和效率不變的情況下，每個(gè)單元橋臂開關(guān)管工作頻率一致，并且最大開關(guān)頻率為多層載波層疊調(diào)制方法時(shí)的 1/2；最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的優(yōu)化調(diào)制方法的正確性和可行性。

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Modified Modulation of H-Bridge Hybrid Cascaded Inverters

He KaiyiRen LeiDeng XiangChen YihanGong Chunying
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics & AstronauticsNanjing210016China）

The topology of H-bridge hybrid cascaded with voltage ratio 1∶2 can achieve seven-level output to improve power density. With the modulation of multi-carrier stacked， the switches of one bridge in the low voltage unit are working at high frequency， and the switches of the other bridge are working at low frequency. The uneven heat distribution will shorten the life of the device and endanger the system. Therefore， this paper presents a modified modulation. By maintaining the same output characteristics and efficiency， the max switch working frequency of each unit can be reduced by half， and all the switches of each unit can work at the same state. The modified modulation is helpful to increase the life of the switches and the stability of the system.

Hybrid cascaded H-bridge， multilevel inverter， multi-carrier stacked modulation，modified modulation

TM464

何凱益男，1989年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)。

E-mail： hekaiyi2008@163.com（通信作者）

任磊男，1991年生，博士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)以及故障預(yù)測(cè)與健康管理技術(shù)。

E-mail： renleinuaa@163.com

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51377079）。

2014-05-13改稿日期 2014-07-17