采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器設(shè)計(jì)

曾鶴瓊，胡　駿，楊祖芳，王瑞瑛（.武漢工商學(xué)院信息工程學(xué)院，武漢430065；2.湖北生物科技職業(yè)學(xué)院計(jì)算機(jī)系，武漢430070）

采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器設(shè)計(jì)

曾鶴瓊1，胡駿2*，楊祖芳1，王瑞瑛1
（1.武漢工商學(xué)院信息工程學(xué)院，武漢430065；2.湖北生物科技職業(yè)學(xué)院計(jì)算機(jī)系，武漢430070）

為實(shí)現(xiàn)高靈敏度的電磁波能量收集，提出了一種采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器。該電路具有一個(gè)前端變壓器和18級(jí)整流器，可使收集電路與一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的50天線相匹配，同時(shí)提供電壓增益，從而減少了18級(jí)整流器的“死區(qū)”。設(shè)計(jì)的電路采用了標(biāo)準(zhǔn)130-nm CMOS工藝，面積為200μm×250μm。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，提出的能量收集器電路能夠與50Ω天線相匹配，且具有-25 dBm靈敏度。

能量收集；整流器；射頻（RF）；變壓器

當(dāng)前，電子消費(fèi)市場(chǎng)對(duì)遠(yuǎn)程供電或自供電電路的需求不斷增加。相關(guān)研究人員都在積極探索新的能量收集方法，如使用最常見(jiàn)的電磁波作為電源，實(shí)現(xiàn)射頻（RF）能量收集［1］。在RF能量收集中，由于監(jiān)管限制，接收功率通常很低。此外，高頻信號(hào)的衰減較大，進(jìn)一步加劇了能量收集的難度。再者，如果RF能量收集電路是完全放電的，它將存在一個(gè)固有的最小輸入功率，稱為“死區(qū)”［2］。電路在該功率下接收的電力不足以克服其損失，譬如電阻和泄漏等。因此，設(shè)計(jì)此類電路時(shí)的首要原則是獲取更高的靈敏度，減少“死區(qū)”。

電路要走出“死區(qū)”，效率是至關(guān)重要的因素，其原因在于可用能量較低。因此需要使電路與天線相匹配以便獲取最佳功率傳輸。在實(shí)際應(yīng)用中，（如RF識(shí)別技術(shù)），設(shè)計(jì)人員通常會(huì)在電路連接到天線設(shè)備后，通過(guò)調(diào)整阻抗以達(dá)到最大傳輸功率，來(lái)進(jìn)行匹配［3-4］。文獻(xiàn)［5］采用阻抗匹配法在電路中進(jìn)行匹配，最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如LC-匹配電路。此外，變壓器也可用于阻抗匹配，與LC-匹配電路相比，使用變壓器具有如下優(yōu)勢(shì)：（1）更小的芯片面積：初級(jí)和次級(jí)變壓器可以疊加［6］；（2）魯棒性：與LC時(shí)間常數(shù)值相比，變壓器的特性較少受參數(shù)變化的影響［7］。

整流射頻源信號(hào)所采用的技術(shù)，類似于處理較低頻率和較高電壓振幅的信號(hào)時(shí)使用的技術(shù)［8-9］。當(dāng)前較先進(jìn)的用于能量收集的電路開始使用整流器作為電壓倍增器，該整流器增加了輸出端的DC電壓，這樣可以對(duì)一個(gè)具有幾十到幾百mV振幅的入射波進(jìn)行整流，并且產(chǎn)生0.2 V～1.0 V的直流電壓。

本文提出了一種全集成射頻能量收集電路，采用了一種集成升壓變壓器，該升壓變壓器提供了電壓增益，從而將設(shè)備靈敏度提高了3 dB，同時(shí)允許50Ω輸入阻抗與傳統(tǒng)天線的最大傳輸功率阻抗相匹配，變壓器之后緊跟一個(gè)使用NMOS晶體管設(shè)計(jì)的18級(jí)半波整流器，以便產(chǎn)生高到足以供應(yīng)集成電路的DC電壓［10］。本文對(duì)全阻抗匹配模型進(jìn)行了研究和優(yōu)化，該模型包括鍵合線、變壓器和負(fù)載（整流器）。我們對(duì)提出的電路進(jìn)行了測(cè)試，結(jié)果表明，在通過(guò)使用一個(gè)升壓變壓器后，能量采集器的靈敏度和效率均得到了提高。

1　變壓器設(shè)計(jì)

圖1為使用變壓器的天線匹配電路的等效電路［3］，其中，L11和L22為初級(jí)和次級(jí)自感，M為互感（M=k）。Rp1和Rs2分別為初級(jí)和次級(jí)繞組的串聯(lián)寄生電阻。Zrect=Rrect+j Xrect為變壓器負(fù)載阻抗［11］，Rrect和Xrect分別為Zrect的實(shí)數(shù)和虛部分。為了達(dá)到最大功率傳輸，要求ZPH=Z*A。ZA為天線阻抗，ZPH為能量收集電路的輸入阻抗，R［ZPH］和S［ZPH］分別為輸入阻抗ZPH的實(shí)數(shù)和虛部分，根據(jù)文獻(xiàn)［3］中公式：

圖1　變壓器匹配等效電路

其中，R［ZPH］和S［ZPH］分別為輸入阻抗ZPH的實(shí)數(shù)和虛部分。從式（1）可以看出，首先，R［ZPH］永遠(yuǎn)不能低于Rp1，通過(guò)互感和負(fù)載阻抗之間的關(guān)系，Rp1可等于R［ZA］。其次，S［ZPH］的值可以設(shè)為負(fù)值（電容）、零值（純電阻）或正值（電感）以便設(shè)置S［ZPH］=-S［ZA］。

考慮到ZA=RA，為了滿足S［ZPH］=0，需要取消ωL11的影響，因此，設(shè)Rs2?Rrect，且ΔX=ωL22+Xrect，代入到式（1）中S［ZPH］，可得出以下公式：

求解二階公式（2）可得到以下公式：

在設(shè)計(jì)過(guò)程中，整流器應(yīng)與輸入相匹配以確保最大功率傳輸。因此，Xrect應(yīng)取足夠大，以便匹配變壓器的次級(jí)電感。此外，Rrect也應(yīng)當(dāng)取較高的阻值（在實(shí)踐中，高于變壓器次級(jí)電阻），其目的是使更多能量轉(zhuǎn)移到整流器，而一個(gè)非常高的值會(huì)導(dǎo)致變壓器的電壓增益降低，因而靈敏度較低。從式（3）的分析可以看出，Rrect的有效性受到平方根內(nèi)的項(xiàng)的限制，Rrect=k2ωL22/2是最適合這兩種情況的值，代入到式（2）和式（3）可以求解得出，Xrect=（k2/2-1）ωL22。

根據(jù)以上思想，R［ZPH］的計(jì)算如下：

在一個(gè)電壓升壓變壓器中，由于匝數(shù)較低，初級(jí)繞組寄生電阻（Rp1）通常很小。根據(jù)式（4）得出，互感與負(fù)載阻抗之間的關(guān)系可用來(lái)增加輸入阻抗，以便使其等于RA。

通過(guò)利用戴維南等值，計(jì)算在L22和Rs2的電壓（VM），可計(jì)算出電壓增益V2/VA。此外，考慮到電路的匹配使Zrect=ZM?，其中ZM為變壓器輸出阻抗，Xrect的定義如前所述，可得到以下公式：

將式（5）代入式（6）中，可得到變壓器的電壓增益：

式（7）表明電壓增益可通過(guò)以下方式增加：（1）增加次級(jí)繞組（L22）；（2）增加k。仔細(xì)檢查式（3）、式（4）和式（7），可以發(fā)現(xiàn)L11不會(huì)對(duì)集成變壓器的匹配和電壓增益設(shè)計(jì)造成很大的影響。因此，設(shè)計(jì)變壓器的目標(biāo)是增加L22，保持低的L11并同時(shí)保持高的耦合系數(shù)（k）。

另一個(gè)重要結(jié)論是，使用變壓器匹配特別有利于低阻抗天線，此類天線本身具有較低的輸出電壓，因?yàn)樗黾恿穗妷涸鲆娌p少了電路“死區(qū)”。

2　鍵合影響分析

圖2顯示了接地鍵合、帶集成變壓器的能量收集電路和輸入鍵合。圖中Cg2短路接地，因此可忽略。通過(guò)鍵合電感Li以及兩個(gè)電容Ci1和Ci2對(duì)輸入鍵合進(jìn)行了建模，每個(gè)鍵合端分別有一個(gè)電容。為簡(jiǎn)化電路分析，忽略了鍵合串聯(lián)電阻，天線負(fù)載為ZIN，輸入鍵合塊以一個(gè)2端口阻抗矩陣為特征，接地鍵合的輸入阻抗為Zg11=jωLg‖（1/jωCg1）（注：Vg2接地）。

圖2　包括鍵合的輸入電路

鑒于能量收集電路將接地鍵合的輸入阻抗視作串聯(lián)的，在節(jié)點(diǎn)X（見(jiàn)圖2）的阻抗為ZX=ZPH+Zg11，由此，可獲得以下公式：

同時(shí)，如圖2所示，天線輸入負(fù)載阻抗ZIN可以通過(guò)如下公式得出：

利用人工分析ZIN公式較為困難。因此此處采用了一個(gè)數(shù)值模擬器，并使用從電路設(shè)計(jì)中提取的一系列值作為變量，以便分析表達(dá)式，并用實(shí)際測(cè)量與仿真結(jié)果進(jìn)行比較。

分析結(jié)果表明，如果輸入鍵合和接地鍵合具有比初級(jí)電感更低的電感，二者對(duì)匹配的影響都較小。Ci2和Cg1對(duì)匹配的影響幾乎可以忽略不計(jì)。然而，匹配對(duì)Ci1的變化高度敏感。此外，也對(duì)整流器輸入阻抗Zrect的變化進(jìn)行了模擬。對(duì)應(yīng)于圖2中元素的模擬值如下所示：Ci1=250 fF；Ci2=60 fF；Cg1=60 fF；Li=1.5 nH；Lg=1.5 nH。

3　整流器設(shè)計(jì)

在RF能量采集器中，整流階段通常由一連串的整流器組成，這些整流器用于增加輸出端的DC電壓。接下來(lái)主要對(duì)運(yùn)行在弱反轉(zhuǎn)區(qū)的整流器進(jìn)行了分析研究。

圖3顯示了倍壓器的基本構(gòu)件。Mn的柵極連接到Vrect。晶體管在“二極管”配置中進(jìn)行連接，負(fù)載為電容器。Vrect=Vacos（2πft）為整流器輸入端上施加的電壓。圖3也描述了在兩階段（φ1和φ2）操作過(guò)程中整流器在整流ac信號(hào)時(shí)是如何運(yùn)轉(zhuǎn)的。同時(shí)顯示了漏極電流以及入射波的一個(gè)周期內(nèi)晶體管終端的電壓。點(diǎn)A和B為源漏反轉(zhuǎn)點(diǎn)，Vo在穩(wěn)定狀態(tài)下視為常數(shù)。階段φ1和φ2分別對(duì)應(yīng)于充電電流（id1）和反向電流（id2），并分別在時(shí)間區(qū)間［A，B］、［-T/2；A］和［B；T/2］中定義。在理想的情況下，在φ1階段，當(dāng)Vrect＞Vo時(shí)，電容器充電，而在階段φ2，當(dāng)Vrect＜Vo時(shí)，電容器放電。最初，電容器充電和放電時(shí)間為入射波周期的50%，隨著輸出電壓的增加，充電時(shí)間φ1減少而φ2增加，直到實(shí)現(xiàn)帶有穩(wěn)態(tài)電壓值的平衡。

圖3　作為二極管連接的單整流器（NMOS）以及電壓和電流隨時(shí)間的變化

使用該電路的信號(hào)在50Ω負(fù)載上其功率將小于-3 dBm，這意味著在晶體管終端施加的電壓小于普通CMOS技術(shù)的閾值電壓（Vth）。因此，在區(qū)間［A，B］，該電路的晶體管大多工作在弱反轉(zhuǎn)區(qū)。漏極電流見(jiàn)式（11），其中，Iz=2KnVT2，n為常數(shù)（通常在1和2之間），VT為熱電壓，且K=μnCoxW/L。在區(qū)間［B，A］，晶體管大多處于積累和耗盡區(qū)，在這些區(qū)域，式（10）合理地近似Vgs=0［3］。因此，

從上面的分析中，可得出如下結(jié)論：對(duì)于非常微弱的信號(hào)來(lái)說(shuō)，每個(gè) MOSFET整流器塊可以實(shí)現(xiàn)的最大可能輸出電壓很小。效率直接與Vgs/VT之間的關(guān)系相關(guān)，電荷和泄漏電流具有相同的數(shù)量級(jí)。因此，有必要使用多級(jí)整流器來(lái)增加輸出dc電壓。另外，與帶有在強(qiáng)反轉(zhuǎn)區(qū)運(yùn)轉(zhuǎn)的晶體管的傳統(tǒng)整流器相比，運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)帶有該輸入功率級(jí)的整流器具有較低的電荷/功率輸送能力。

圖4顯示了多級(jí)整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。設(shè)其操作原理與用于單級(jí)整流器的操作原理假設(shè)相同，在第1個(gè)周期內(nèi)，當(dāng)Vrect＜Vo1時(shí)，M1正向偏置且將電容器C1充電至Vx。在第2個(gè)周期內(nèi)，當(dāng)Vrect＞Vo1時(shí)，C1保持其電荷，從而Vo1升至2Vx，同時(shí)M2直接偏置并將電容器C2（節(jié)點(diǎn)Vo2）充電至2Vx。在后續(xù)階段使用相同的機(jī)制，無(wú)需考慮負(fù)載和損失，在最后階段的輸出電壓等于N·Vx。在實(shí)踐中，更具體地說(shuō)，由于帶有工作在弱反轉(zhuǎn)區(qū)的晶體管，Vx永遠(yuǎn)不等于Va。在每個(gè)完整的周期內(nèi)，泄漏電流減少了每個(gè)電容器的電荷量，因此大大減少了每個(gè)節(jié)點(diǎn)的電壓。整流器由18級(jí)組成，以便得到匹配條件所需的負(fù)載阻抗（Zrect）。應(yīng)用的輸入電壓低于晶體管閾值電壓（電壓為320mV）。

圖4　采用二極管連接的NMOS晶體管的多級(jí)配置

4　能量收集器測(cè)試結(jié)果

如前所述，電路的設(shè)計(jì)采用了標(biāo)準(zhǔn)130-nm工藝。作為平面集成變壓器，與整流電路的設(shè)計(jì)相比，變壓器的設(shè)計(jì)不太靈活。因此，我們先設(shè)計(jì)變壓器，然后匹配整流器。由于變壓器的設(shè)計(jì)目標(biāo)是為了實(shí)現(xiàn)最小面積和寄生電阻，以便最大限度地提高次級(jí)繞組電感，然后設(shè)計(jì)初級(jí)繞組使M和耦合系數(shù)（k）最大化，同時(shí)減少繞組間電容。以此為目標(biāo)，我們?cè)谝粋€(gè)疊加的配置中設(shè)計(jì)變壓器布局，以實(shí)現(xiàn)初級(jí)和次級(jí)繞組間的高匝數(shù)比。次級(jí)繞組的匝數(shù)為12，以便減少寄生電阻。初級(jí)繞組的匝數(shù)為 3.5。采用ASITIC軟件計(jì)算了所有的變壓器模擬和參數(shù)，如表1所示。

表1　變壓器及整流器特性

對(duì)于所提出的電路如圖5所示，整流器輸入阻抗是整流級(jí)數(shù)的一個(gè)函數(shù)。因此，每個(gè)整流級(jí)的阻抗由電容值（Cn）和晶體管的參數(shù)W和L決定。為了設(shè)計(jì)整流電路，我們認(rèn)為每一級(jí)應(yīng)該有一個(gè)時(shí)間常數(shù)。此外，在階段φ1，晶體管應(yīng)保持較低的電阻和較高的電容。由于面積權(quán)衡，我們選擇C=400 fF，這使晶體管的寬高比W/L=31。由于變壓器的等效串聯(lián)電阻（Rrect）降低，會(huì)導(dǎo)致電抗（Xrect）增加。為了使變壓器與整流器相匹配，最初需要20級(jí)，經(jīng)過(guò)布設(shè)后模擬，減少到18級(jí)。

圖5　所提出的能量收集電路

圖6顯示了實(shí)驗(yàn)測(cè)試板，該測(cè)試板為帶變壓器匹配的電路。對(duì)于提出的能量收集電路，如前面部分所述，來(lái)自鍵合和測(cè)試板的寄生電容和電感可以影響電路匹配。圖7顯示了電路測(cè)量輸入反射系數(shù)（S11）以及理論和模擬結(jié)果。使用網(wǎng)絡(luò)分析器獲得了測(cè)量結(jié)果，顯示的行為正如模型所預(yù)測(cè)，在接近1.5GHz的頻率范圍內(nèi)電路得到匹配。

圖6　能量收集器電路板

圖7　理論的、模擬的和實(shí)驗(yàn)的反射系數(shù)（S11）

該電路能夠提供穩(wěn)定的dc電壓，輸入頻率范圍在1.2GHz和1.8GHz之間，頻率為1.3GHz時(shí)電壓最大。圖8顯示了頻率為1.3GHz時(shí)，不同輸入功率級(jí)下在電磁吸波暗室內(nèi)測(cè)量的收集電路的輸出電壓，同時(shí)顯示了頻率為1.3GHz時(shí)證明電路設(shè)計(jì)的模擬值，以便進(jìn)行比較。結(jié)果表明，該電路能夠有效地整流入射波，并在負(fù)載為10MΩ時(shí)產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出電壓，在-5 dBm時(shí)結(jié)果最顯著，此時(shí)輸出電壓約為800mV。靈敏度與-25 dBm一樣低，此時(shí)電容負(fù)載產(chǎn)生的dc電壓為200mV。

圖8　電磁吸波暗室內(nèi)的輸出電壓

圖9對(duì)不同輸入功率級(jí)下連接10MΩ負(fù)載的電路輸出電壓進(jìn)行了比較。結(jié)果表明集成變壓器的靈敏度提高了3 dB。此外，為了補(bǔ)充實(shí)驗(yàn)結(jié)果，我們開展了一個(gè)最終測(cè)試以驗(yàn)證電路充電的性能：將一個(gè)270 nF外部電容器與10MΩ負(fù)載進(jìn)行并聯(lián)。充電至1.1伏時(shí)大約花了2.5 s。表2對(duì)本研究中電路的靈敏度與其他研究中的電路的靈敏度進(jìn)行了比較，所有研究均在相同的負(fù)載條件進(jìn)行，即使用一個(gè)電容負(fù)載，并在輸出電壓為0.2V和1V時(shí)進(jìn)行測(cè)量。

圖9　帶有電容負(fù)載的電路與無(wú)電容負(fù)載的電路的輸出電壓比較

表2　與類似文獻(xiàn)的比較結(jié)果（帶有電容負(fù)載）

5　結(jié)論

本文提出了一種采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器。該電路的設(shè)計(jì)通過(guò)采用升壓變壓器和18級(jí)整流器，實(shí)現(xiàn)了較高的靈敏度。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提出的有效性，并表明了該電路與50Ω天線相匹配且具有-25 dBm靈敏度。

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曾鶴瓊（1981-），女，土家族，湖北恩施人，研究生，講師。主要研究方向?yàn)殡娮与娐费芯颗c設(shè)計(jì)，zenghq400@126.com；

胡駿（1981-），男，漢族，湖北武漢人，研究生，講師，本文通信作者。主要研究方向?yàn)殡娮蛹夹g(shù)、通信技術(shù)，nickhu_ 81@sina.com.cn；

楊祖芳（1981-），女，漢族，湖北荊州人，研究生，講師。主要研究方向?yàn)殡娮与娐罚?/p>

王瑞瑛（1979-），女，漢族，湖南常德人，研究生，講師。主要研究方向?yàn)殡娮与娐贰?/p>

RF Electromagnetic Energy Collectorusing Front-Endtransform ers

ZENG Heqiong1，HU Jun2*，YANG Zufang1，WANG Ruiying1
（1.Information Engineering Institute，Wuhan Technology and Business Uniυersity，Wuhan 430065 China；2.Department of Computer，Hubei Vocational College of Bio-Technology，Wuhan 430070 China）

In order to achieve high sensitivity of electromagneticwave energy collection，a new energy collector with RF electromagnetic wave is presented.The circuit has a front end transformer and a 18 stage rectifier，which can make the collection circuitmatch with a standard 50 antenna，while providing a voltage gain，thereby reducing the “dead zone”of the 18 stage rectifier.The circuit is design with a 130-nm CMO Sstandard process.Area is 200μm× 250μm.The experimental results show that the proposed circuit，the energy collectormatches with 50Ωantenna matching with the sensitivity of-25 dBm.

energy harvesting；rectifier；radio frequency（RF）；transformer

TM 433

A

1005-9490（2016）04-0978-06

2015-09-07修改日期：2015-10-08

EEACC:2140；735010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.042