6.7GHz～7.9GHz UWB室內(nèi)定位接收機(jī)射頻端設(shè)計(jì)*

杜海明，付川南（鄭州輕工業(yè)學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，鄭州450002）

6.7GHz～7.9GHz UWB室內(nèi)定位接收機(jī)射頻端設(shè)計(jì)*

杜海明*，付川南
（鄭州輕工業(yè)學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，鄭州450002）

針對超寬帶室內(nèi)定位接收系統(tǒng)，為解決超寬帶信號采樣率高的難題，提出了一種新穎的、易實(shí)現(xiàn)的非相干檢測數(shù)?；旌辖Y(jié)構(gòu)的接收方案。與其他接收方案相比，該方案采用可控積分檢測電路作為系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換部分，不僅完成了信號檢測，還實(shí)現(xiàn)了射頻電路與數(shù)字基帶電路的完美結(jié)合。在電路射頻端的實(shí)現(xiàn)與性能分析的基礎(chǔ)上利用ADS進(jìn)行仿真，并實(shí)現(xiàn)了該積分檢測電路的實(shí)物設(shè)計(jì)與性能測試，將測試結(jié)果與仿真結(jié)果進(jìn)行比較，驗(yàn)證了該電路設(shè)計(jì)的可行性。

超寬帶；室內(nèi)定位；射頻前端；可控積分檢測器

隨著社會經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，人們對無線定位服務(wù)精度的要求越來越高。在室內(nèi)環(huán)境下，由于多徑傳播及非視距的影響，導(dǎo)致室內(nèi)定位精度大大降低。而超寬帶沖激無線電，通過產(chǎn)生極短脈沖來得到帶寬特別寬、功率譜密度極低的信號，這種信號抗多徑衰落能力強(qiáng)、功耗低、良好的時(shí)間分辨率和多徑分辨能力等特性［1］，使之在通信與定位系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用前景［2］。

目前，超寬帶通信定位系統(tǒng)中多徑信號的檢測和接收技術(shù)主要分為相干和非相干兩大類。其中相干類接收技術(shù)包括相干Rake接收方式和自相關(guān)接收方式；非相干接收包括能量檢測、包絡(luò)檢測和峰值檢測等技術(shù)，非相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)簡單，系統(tǒng)對時(shí)間定時(shí)要求大為降低，是工程實(shí)現(xiàn)中廣泛采用的接收技術(shù)，其代價(jià)是接收信號信噪比的降低［3-6］。從工程實(shí)現(xiàn)上可以分為：全數(shù)字接收機(jī)，全模擬接收機(jī)，以及數(shù)字、模擬混合接收機(jī)。

基于此，文中提出了一種非相干檢測的數(shù)字和模擬混合的接收方案。該方案不需要混頻器、相關(guān)器等器件，因此電路結(jié)構(gòu)簡單；可控積分檢測電路用于實(shí)現(xiàn)信號的檢測與數(shù)字化，通過采用三極管開關(guān)管與射集追隨電路級聯(lián)的方式來實(shí)現(xiàn)信號積分的可控，利用運(yùn)算放大電路組成判決電路對信號進(jìn)行判決實(shí)現(xiàn)電平的轉(zhuǎn)化。較之文獻(xiàn)［7-10］中采用的積分檢測器，無需專門的電平轉(zhuǎn)換電路，也不需要差分放大電路，結(jié)構(gòu)更加簡單。在對電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行詳細(xì)分析的基礎(chǔ)上，給出了實(shí)物設(shè)計(jì)并進(jìn)行實(shí)物測試，從工程實(shí)現(xiàn)上對該電路進(jìn)行了驗(yàn)證。

1　接收機(jī)射頻前端結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)與仿真

接收機(jī)射頻端是接收機(jī)處理模擬信號的電路，其作用是接收信號并對信號進(jìn)行濾波、放大、下變頻、解調(diào)和增益控制等處理，將微弱的射頻信號變換成符合要求的中頻或基帶信號以送給數(shù)字端作進(jìn)一步處理。本文設(shè)計(jì)的非相干檢測接收機(jī)射頻端的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1　UWB接收機(jī)射頻端系統(tǒng)框圖

圖中的帶通濾波器、低噪聲放大器、主放大器、AGC構(gòu)成電路的射頻前端，主要進(jìn)行所需頻段信號的選擇、噪聲的濾除以及增益控制，使得接收到的信號適合后級電路處理，其中AGC為自動增益控制放大器，其目的是根據(jù)信號強(qiáng)度的變化調(diào)節(jié)電路增益的大小以保持信號幅度平穩(wěn)，減少抖動，從而不受多徑效應(yīng)或者發(fā)射機(jī)距離遠(yuǎn)近的改變所引起的幅度變化的影響［11］。經(jīng)由前端處理后的UWB信號經(jīng)過功率分配器后送入可控積分檢測電路，該電路在數(shù)字端產(chǎn)生的門控信號的控制下對輸入的信號進(jìn)行脈沖檢測、降基以及數(shù)字化，數(shù)字化后的信號送入FPGA數(shù)字端進(jìn)行同步、數(shù)據(jù)解調(diào)等處理。

通信任務(wù)不同，接收機(jī)射頻前端的性能也有所不同。射頻工程師規(guī)定了一系列技術(shù)參數(shù)以客觀分析不同接收機(jī)射頻前端的性能差異，常用的技術(shù)參數(shù)有工作頻段、選擇性、等效噪聲帶寬（通帶帶寬）、噪聲系數(shù)、靈敏度、動態(tài)范圍等［12］。針對超寬帶室內(nèi)定位系統(tǒng)的接收機(jī)射頻前端，其設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1所示。

表1　接收機(jī)射頻前端指標(biāo)

確定指標(biāo)后，按照圖1所示的射頻前端結(jié)構(gòu)選擇合適的器件，利用ADS軟件搭建了射頻前端電路的仿真圖，主要進(jìn)行電路頻帶選擇性以及系統(tǒng)鏈路預(yù)算的仿真。

圖2　接收機(jī)射頻前端仿真模型

1.1頻帶選擇性仿真

頻帶選擇性仿真，是為了分析接收機(jī)射頻前端的射頻部分選擇有用信號、抑制帶外干擾的能力。利用S參數(shù)仿真器，得到的仿真結(jié)果如圖3所示。

由仿真結(jié)果可以看出，所設(shè)計(jì)的電路在6.7GHz 到7.9GHz有一個(gè)穩(wěn)定的放大，其帶寬可以到達(dá)1.2GHz。輸入回波損耗要求（S11）＜-10 dB，由圖3可以看出在中心頻率附近，1.2GHz帶寬的范圍內(nèi)其參數(shù)都低于-10 dB。

圖3　接收機(jī)頻帶選擇性仿真結(jié)果

仿真結(jié)果和以上分析表明，理論上本文所設(shè)計(jì)的接收機(jī)射頻前端的性能優(yōu)于系統(tǒng)的指標(biāo)要求，這是因?yàn)榉抡媸窃诶硐肭闆r下進(jìn)行的計(jì)算，沒有考慮實(shí)際中存在的反射、干擾等因素，為了保證實(shí)際系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)各項(xiàng)指標(biāo)的要求，仿真得到的各參數(shù)值都需要留有一定的裕量。

1.2系統(tǒng)鏈路預(yù)算分析

ADS軟件中的鏈路預(yù)算工具Budget仿真器提供了大量的鏈路預(yù)算函數(shù)，方便用戶分析和測試；支持對參數(shù)的調(diào)諧、優(yōu)化、掃描和統(tǒng)計(jì)分析；支持AGC環(huán)路預(yù)算，利用Budget仿真器即可方便、精確地得到參數(shù)的預(yù)算結(jié)果。文中選取了幾個(gè)與電路關(guān)系密切的參數(shù)進(jìn)行系統(tǒng)預(yù)算，選取的參數(shù)及其意義如表2所示［13］。

表2　系統(tǒng)鏈路仿真參數(shù)及意義

圖4為功率掃描下系統(tǒng)鏈路預(yù)算的結(jié)果，掃描范圍為-60 dBm～-80 dBm。

圖4　電路預(yù)算分析結(jié)果

從圖4可以看出不同器件的各個(gè)參數(shù)的具體參數(shù)值以及對輸出信號產(chǎn)生的影響。如BFP1這一列表示的是第一級帶通濾波器的參數(shù)值，噪聲系數(shù)為2 dB，與我們選取的帶通濾波器的插入損耗吻合；LNA為低噪聲放大器的性能參數(shù)，噪聲系數(shù)為2 dB，增益為20 dB，所以從圖4也可以看出無論是在多大的功率輸入下，通過這兩個(gè)器件的輸入信號功率相差20 dB。然后，觀察圖4最后一欄的結(jié)果可發(fā)現(xiàn)在輸入信號功率大小不同的情況下，通過射頻前端的處理后所得到的輸出信號的功率總為-10 dBm，這是加入AGC電路的原因，圖4中AMP1代表是AGC的性能參數(shù)，該器件的增益隨著輸入信號的強(qiáng)弱不同而改變，信號越弱，增益越大；反之，增益越小。最終，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)為4.044 dB，與由系統(tǒng)噪聲級聯(lián)公式計(jì)算出的結(jié)果4.019大致相同（見式（1））［14］。綜上分析，該電路結(jié)構(gòu)性能滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

2　可控積分檢測電路設(shè)計(jì)

接收到的超寬帶信號經(jīng)過射頻前端處理后，由可控積分檢測電路實(shí)現(xiàn)信號的檢測，然后高速判決電路對積分后的信號判決，此時(shí)的高速判決電路相當(dāng)于一位的數(shù)模采樣器，從而實(shí)現(xiàn)信號的數(shù)字化，解決了超寬帶數(shù)字化需要極高采樣率這一難題，數(shù)字化后的信號送入后續(xù)FPGA數(shù)字端電路實(shí)現(xiàn)信號的同步、定時(shí)信息提取、數(shù)據(jù)解調(diào)等功能，采用這樣的結(jié)構(gòu)較之采用模擬電路實(shí)現(xiàn)這一系列功能降低了電路實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。由此可以看出可控積分檢測電路是連接射頻前端與數(shù)字端的樞紐，是實(shí)現(xiàn)數(shù)字、模擬混合接收方案不可缺少的核心器件。

可控的實(shí)現(xiàn)是靠三極管的級聯(lián)來實(shí)現(xiàn)的，如圖 5所示：電路中采用的三極管為 BFP420和BFP450，其特征頻率為25GHz，可以滿足中心頻率為7.3GHz的超寬帶信號工作要求，Q1工作于飽和狀態(tài)或截止?fàn)顟B(tài)，構(gòu)成一個(gè)開關(guān)電路，電路的通斷受Q1基極輸出的由FPGA產(chǎn)生的門控信號的控制，從而控制積分時(shí)間的長短；三極管Q2為射極追隨電路，C5為積分電容，與電阻R3構(gòu)成RC積分電路，其工作原理為電容的充放電，當(dāng)Q1端輸入為高電平時(shí)，Q1導(dǎo)通處于飽和狀態(tài)，相當(dāng)于開關(guān)閉合，與Q2形成回路，Q2的基極一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)集電極導(dǎo)通后，電路形成射極追隨器，輸入信號由發(fā)射極輸出，通過RC電路對電容充電，從而實(shí)現(xiàn)信號的積分；當(dāng)Q1端為低電平時(shí)，Q1工作于截止?fàn)顟B(tài)，相當(dāng)于開關(guān)斷開，Q2不導(dǎo)通，這時(shí)RC電路放電，相當(dāng)于對上一次積分結(jié)果清零，以便下一次信號到來時(shí)積分。因此，門控信號的低電平為清零信號，高電平為積分信號。

圖5　可控積分檢測電路

積分后的信號為了能夠滿足判決電路的要求，需要對信號進(jìn)行一定的放大，同時(shí)也可以使的判決輸出的電壓幅度達(dá)到FPGA可以識別的信號幅度，因此設(shè)計(jì)了如圖6的運(yùn)算放大電路，圖7為高速判決電路。

圖6　運(yùn)算放大電路

圖7　高速判決電路

3　電路仿真與實(shí)物測試

運(yùn)用Multisim軟件對所設(shè)計(jì)的可控積分檢測電路仿真，得到無多徑干擾時(shí)可控射頻積分器的工作結(jié)果如圖8、圖9所示，圖8為模擬的重復(fù)頻率為10MHz的UWB信號，圖9為UWB信號通過積分檢測電路判決輸出的結(jié)果。

圖8　重復(fù)頻率為10MHz的UW B信號

圖9　判決后的UWB信號

圖10、圖11為可控積分檢測電路的實(shí)物圖以及實(shí)測結(jié)果，對比仿真結(jié)果與實(shí)測結(jié)果發(fā)現(xiàn)除了電壓幅度有一定的差距外基本一致，都能夠?qū)崿F(xiàn)信號的數(shù)字化，同時(shí)所判決后的信號能夠滿足FPGA數(shù)字端TTL輸入電平的需求。因此，所設(shè)計(jì)的積分檢測電路可以應(yīng)用于接收方案中作為連接射頻端與數(shù)字端的核心器件。

圖10　可控積分檢測電路實(shí)物圖

圖11　可控積分檢測電路實(shí)測結(jié)果圖

4　結(jié)論

本文針對6.7 GHz～7.9 GHz UWB室內(nèi)定位接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一套數(shù)字、模擬混合的非相干接收方案，解決了超寬帶數(shù)字接收機(jī)需要高速A/D采樣器件的難題，與純模擬接收機(jī)相比，電路結(jié)構(gòu)簡單，復(fù)雜度低。采用ADS軟件搭建仿真模型，對所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行頻帶選擇性仿真以及系統(tǒng)鏈路預(yù)算分析，驗(yàn)證了該電路結(jié)構(gòu)的性能滿足所要求的設(shè)計(jì)指標(biāo)；同時(shí)，設(shè)計(jì)了可控積分檢測電路，該電路作為射頻端與數(shù)字端電路的連接樞紐，實(shí)現(xiàn)信號的脈沖檢測與數(shù)字化，通過電路的仿真與實(shí)測結(jié)果相比較，證明該電路的可行性。

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杜海明（1977-）男，漢族，河南靈寶人，鄭州輕工業(yè)學(xué)院電子信息工程學(xué)院，博士，主要研究方向?yàn)闊o線通信、信號處理與檢測以及FPGA應(yīng)用，duhaiming-007@163.com。

Design of 6.7GHz～7.9GHz UWB Indoor Localization RFReceiver*

DU Haiming*，F(xiàn)U Chuannan
（Electrical Information Engineering College，Zhengzhou Uniυersity of Light Industry，Zhengzhou 450002，China）

A novel and realizable scheme of non-coherent digital-analogmixed receiver detection is proposed to solve the problem ofhigh signal sampling rate according to Ultrawideband indoor positioning receiver system.Compared itwith other schemes，the scheme adopts the controllable integral detection circuitas the A/D conversion section，which realized the ideal-combination of RF circuit and digital base-band circuit and also solved detection of the

signal.The softof ADShas been used to simulate the performance based on the analysis of RF circuit，and the objectof integral detection circuithasbeen designed and tested.Finally the scheme of circuit is verified feasibly by comparing the resultbetween simulation and test.

ultrawideband；indoor localization；rf front-end；controllable integraldetection circuit

TN925.5

A

1005-9490（2016）04-0934-06

項(xiàng)目來源：鄭州輕工業(yè)學(xué)院博士基金項(xiàng)目（2013BSJJ026）；鄭州輕工業(yè)學(xué)院骨干教師項(xiàng)目（2013XGGJS）；國家自然科學(xué)基金地區(qū)聯(lián)合項(xiàng)目（U1504604）

2015-09-18修改日期：2015-10-19

EEACC:6210L；125010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.035