基于電流快速響應(yīng)的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略

康勁松　崔宇航　王　碩

（同濟(jì)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院　上海　201804）

基于電流快速響應(yīng)的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略

康勁松崔宇航王碩

（同濟(jì)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院上海201804）

提出一種基于電流快速響應(yīng)的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略，使電機(jī)在滿足動(dòng)態(tài)過調(diào)制、弱磁和電流快速響應(yīng)的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)電機(jī)的六拍運(yùn)行。在此基礎(chǔ)上，提出一種針對(duì)過調(diào)制控制的弱磁方法，該方法可有效減小電機(jī)在過調(diào)制區(qū)域的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。以一臺(tái)車用凸極永磁同步電機(jī)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)研究，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了這種控制方法的有效性。

永磁同步電機(jī)弱磁控制電流控制過調(diào)制六拍運(yùn)行

0　引言

永磁同步電機(jī)反電動(dòng)勢的大小與轉(zhuǎn)子的速度呈正比，為了避免電流調(diào)節(jié)器進(jìn)入飽和狀態(tài)，需保持逆變器的輸出電壓隨速度增加而增加。然而，逆變器的輸出電壓受到直流側(cè)電壓的限制，為了克服直流母線電壓的約束，通常采取減小d軸電流的方法進(jìn)行弱磁控制以拓展電機(jī)的運(yùn)行區(qū)域［1-3］。在早期關(guān)于永磁同步電機(jī)弱磁控制方法的研究中，僅將線性調(diào)制區(qū)看作是可以穩(wěn)定運(yùn)行的區(qū)域。雖然這些弱磁方法能實(shí)現(xiàn)電機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)行，但并不能實(shí)現(xiàn)母線電壓的最大利用。

六拍運(yùn)行具有提高母線電壓利用率和拓展弱磁區(qū)域的優(yōu)點(diǎn)，但電機(jī)工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，受到參考電壓差值小和電流調(diào)節(jié)器飽和等因素影響，會(huì)出現(xiàn)電流響應(yīng)變慢的問題。目前，國內(nèi)外對(duì)六拍運(yùn)行的研究，主要還停留在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行上。文獻(xiàn)［5-7］主要從實(shí)現(xiàn)六拍穩(wěn)態(tài)運(yùn)行出發(fā)，研究如何實(shí)現(xiàn)線性區(qū)和非線性區(qū)的平穩(wěn)切換，并未解決電流響應(yīng)速度慢的問題。文獻(xiàn)［8-10］采用電壓角控制的方法，消除了電流調(diào)節(jié)器飽和帶來的影響，實(shí)現(xiàn)了電流響應(yīng)的提高。但此類方法采用開環(huán)控制的方式，會(huì)導(dǎo)致電機(jī)的穩(wěn)態(tài)性能變差。文獻(xiàn)［11，12］改進(jìn)了弱磁方法，分別采用d軸電流誤差信號(hào)和通過低通濾波器的電壓差信號(hào)作為去磁電流增量的方法，減小電流調(diào)節(jié)器飽和帶來的影響，使電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度得到提高。但這種方法的適用范圍并未考慮六拍運(yùn)行狀態(tài)。文獻(xiàn)［13］采用電壓矢量優(yōu)化的方法，改進(jìn)了傳統(tǒng)六拍運(yùn)行控制的動(dòng)態(tài)性能，電流的響應(yīng)速度得以提升。這種優(yōu)化方法采用傳統(tǒng)的弱磁方法，過調(diào)制區(qū)性能較差，會(huì)產(chǎn)生較大的電流諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。針對(duì)過調(diào)制區(qū)傳統(tǒng)弱磁方法性能較差的問題，文獻(xiàn)［14，15］改進(jìn)了弱磁方法，分別在弱磁方法中加入了電壓閉環(huán)和低通濾波器，從而減小了轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和電流諧波。文獻(xiàn)［16］在傳統(tǒng)弱磁方法的基礎(chǔ)上加入諧振控制器，抑制了電流諧波，改善了弱磁性能［16］。但這些方法并未解決電流響應(yīng)速度變慢的問題。

為了解決永磁同步電機(jī)在六拍運(yùn)行狀態(tài)時(shí)電流響應(yīng)速度變慢的問題，本文在文獻(xiàn)［13］的基礎(chǔ)上提出一種基于電流快速響應(yīng)的六拍運(yùn)行控制策略，實(shí)現(xiàn)了電流的快速響應(yīng)。同時(shí)，還提出了一種用于過調(diào)制控制的弱磁方法，與傳統(tǒng)弱磁方法相比，該方法能夠減小電流諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提方法的有效性。

1　動(dòng)態(tài)過調(diào)制方法及六拍運(yùn)行

三相橋式電壓型逆變器共有8種開關(guān)狀態(tài)，根據(jù)3個(gè)橋臂開關(guān)的不同組合，逆變器共輸出8個(gè)基本電壓矢量，包括6個(gè)非零矢量和2個(gè)零矢量，其組成的電壓極限區(qū)域?yàn)橐粋€(gè)電壓正六邊形，其區(qū)域的大小與直流母線電壓Udc的幅值呈正比，如圖1a所示。根據(jù)實(shí)際電壓矢量是否能線性的合成為參考電壓矢量，電壓平面區(qū)域可分為線性區(qū)域和非線性區(qū)域，如圖1b所示。在線性區(qū)域內(nèi)，電壓合成矢量可精確地合成為參考電壓矢量U。但是，當(dāng)電壓矢量進(jìn)入非線性區(qū)域，不能再通過線性區(qū)的方法來合成電壓矢量，此時(shí)通常會(huì)采用動(dòng)態(tài)過調(diào)制算法，將超出電壓六邊形的電壓值限制在電壓正六邊形的邊界上，并將此電壓值作為逆變器輸出電壓。

圖1　基本電壓矢量及合成電壓矢量分區(qū)Fig.1　Basic voltage vector anddicision for voltage synthesis

目前，根據(jù)獲得過調(diào)制及六拍運(yùn)行的起止點(diǎn)的方法不同，動(dòng)態(tài)過調(diào)制及六拍運(yùn)行的方法可分為兩種:根據(jù)零電壓矢量的作用時(shí)間來判斷和比較參考電壓矢量（調(diào)制比）值來判斷。由于第一種方法不能通過優(yōu)化電壓矢量的方法來獲得動(dòng)態(tài)性能的提升，所以本文采用第二種方法，以比較參考電壓矢量值來獲得起止點(diǎn)的動(dòng)態(tài)過調(diào)制方法。根據(jù)參考電壓矢量幅值U的大小，本文將電機(jī)運(yùn)行區(qū)域劃分為4個(gè)調(diào)制區(qū)間分別進(jìn)行控制。

3）過調(diào)制二區(qū):當(dāng)時(shí)，將U在正六邊形上進(jìn)行投影修正，形成新的參考電壓矢量U*，即用U*替代U，再根據(jù)U*計(jì)算開關(guān)電壓矢量作用時(shí)間。修正后的電壓矢量的相位和幅值分別為

圖2　過調(diào)制方法示意圖Fig.2　Schematic for over-modulation methods

2　電壓利用率與電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)的關(guān)系

在永磁同步電機(jī)運(yùn)行過程中，逆變器經(jīng)過PWM調(diào)制后提供給電機(jī)的基波電壓Us1及定子電流id和iq都要受到極限電壓Uslim和極限電流Ilim的限制，可表示為

Ilim由永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)決定，而選取合適的Uslim需要綜合其他因素，因?yàn)閁slim同時(shí)影響母線電壓利用率和電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)的速度。由式（5）可知，定子電壓的基波分量Us1受到Uslim的限制，而母線電壓利用率為定子電壓的基波分量與直流側(cè)電壓的比值，所以Uslim直接影響直流側(cè)母線電壓的利用率。逆變器輸出電壓的基波分量Us1的極限值可用極限圓表示，如圖3所示。其中C1表示線性區(qū)域輸出電壓基波分量所能達(dá)到的最大極限圓，C2表示六拍運(yùn)行所能達(dá)到的逆變器最大輸出電壓基波分量的極限圓。

圖3　逆變器輸出電壓基波分量極限圓Fig.3　Circle constraint of fundamental voltageof inverter output

在對(duì)永磁同步電機(jī)的研究和應(yīng)用中，通常只有線性區(qū)域被認(rèn)為是穩(wěn)態(tài)運(yùn)行區(qū)域，很少有學(xué)者關(guān)注母線電壓利用率的大小。在這種情況下，Uslim被設(shè)定為0.52Udc，并留有一定的余量。穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，Us1會(huì)被限制在C1范圍內(nèi)，只有動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程會(huì)進(jìn)入C1到C2的區(qū)間。例如，當(dāng)電機(jī)在弱磁區(qū)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，突然快速增加轉(zhuǎn)矩給定值，電壓目標(biāo)值也會(huì)跟著突然增加，電機(jī)會(huì)進(jìn)入動(dòng)態(tài)運(yùn)行區(qū)域。此時(shí)，進(jìn)行電流控制時(shí)的參考電壓差值，包含C1和C2極限圓之間的電壓差值，所以在調(diào)節(jié)過程中，電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好。

3　六拍運(yùn)行優(yōu)化控制策略

本文提出的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略在最大轉(zhuǎn)矩電流比（MTPA）及弱磁算法的基礎(chǔ)上，采用電流閉環(huán)控制，加入電壓矢量優(yōu)化環(huán)節(jié)，以實(shí)現(xiàn)電流的快速響應(yīng)，具體控制策略框圖如圖4所示。本方案包括動(dòng)態(tài)過調(diào)制算法模塊、MTPA及弱磁算法模塊和參考電壓優(yōu)化算法模塊3個(gè)主要控制模塊。動(dòng)態(tài)過調(diào)制算法模塊采用比較參考電壓矢量獲得過調(diào)制起止點(diǎn)的方法，在六拍運(yùn)行期間，參考電壓矢量一直保持在電壓正六邊形區(qū)域外旋轉(zhuǎn)，過調(diào)制算法模塊會(huì)不斷的產(chǎn)生六拍運(yùn)行的電壓。MTPA及弱磁控制模塊通過弱磁算法來限制參考電壓的幅值，并決定去磁電流增量的大小。參考電壓矢量優(yōu)化算法模塊通過優(yōu)化電壓參考矢量來提升電流的快速響應(yīng)。下面對(duì)3個(gè)控制模塊分別進(jìn)行詳細(xì)描述。

圖4　基于電流快速響應(yīng)的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略框圖Fig.4　Block diagram of rapid response control of current for six-step operation of PMSM

3.1動(dòng)態(tài)過調(diào)制

3.2改進(jìn)弱磁算法

弱磁算法的作用是確保當(dāng)前的電流參考值滿足電壓和電流極限圓的要求。文獻(xiàn)［13］提出了一種基于電壓極限Ulim和參考電壓U之間的差值作為PI調(diào)節(jié)器輸入量的弱磁方法，如圖5a所示。通過設(shè)定Ulim獲得調(diào)制區(qū)域的擴(kuò)大，在傳統(tǒng)弱磁控制時(shí)，Ulim一般略小于為了到達(dá)六拍運(yùn)行狀態(tài)，需要設(shè)定 Ulim為 2Udc/3，這樣當(dāng)Us超過2Udc/3時(shí)，弱磁算法開始作用以限制U小于Ulim。這種方法與文獻(xiàn)［14，15］使用低通濾波器方法相比，優(yōu)點(diǎn)在于其可將U限定在一個(gè)恒值。但此方法有一個(gè)本質(zhì)的缺陷，因?yàn)榇朔椒▽?shí)際上是將電壓矢量限制在以Ulim為半徑的電壓圓上，而在實(shí)際過調(diào)制區(qū)域，電壓矢量應(yīng)被限制在電壓正六邊形邊界上。因此，文獻(xiàn)［13］采用的弱磁方法會(huì)導(dǎo)致很大的電流諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，也會(huì)在一定程度上導(dǎo)致電流響應(yīng)速度變慢。同時(shí)，當(dāng)電流進(jìn)入深度弱磁區(qū)域時(shí)，由于繼續(xù)削弱d軸電流會(huì)導(dǎo)致q軸電流劇烈振蕩，同樣會(huì)導(dǎo)致定子電流諧波增加和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)增大。

本文在文獻(xiàn)［13］提出的弱磁方法的基礎(chǔ)上提出一種將電壓矢量限制在電壓正六邊形邊界上的弱磁方法，如圖5b所示。圖中，控制去磁增量的量電壓差值可表示為

圖5　不同弱磁方法框圖Fig.5　Block diagram of different flux weakening methods

當(dāng)輸出電壓目標(biāo)的合成矢量超出電壓正六邊形時(shí)，即ΔU＞0時(shí)，弱磁模塊開始作用，通過PI調(diào)節(jié)器的輸出去磁電流增量，實(shí)現(xiàn)將輸出的目標(biāo)電壓限制在電壓正六邊形內(nèi)。

此外，與文獻(xiàn)［13］提出的弱磁方法相比，本文提出的弱磁算法還有一個(gè)改進(jìn)之處。傳統(tǒng)的弱磁方法是采用始終削弱d軸電流的方法，這種方法在深度弱磁區(qū)會(huì)出現(xiàn)電流振蕩的問題，因?yàn)樵谏疃热醮艆^(qū)時(shí)，id的微小擾動(dòng)就會(huì)導(dǎo)致iq的劇烈波動(dòng)。本文的改進(jìn)之處是先使d軸電流沿負(fù)軸方向增加，通過參考電流發(fā)生器來給定q軸電流。之后，再根據(jù)轉(zhuǎn)速ωr判斷電機(jī)是否進(jìn)入深度弱磁區(qū)域。當(dāng)電機(jī)進(jìn)入深度弱磁區(qū)，通過選擇算法，將原本削弱d軸電流的弱磁算法切換到削弱q軸電流的弱磁算法。通過此改進(jìn)的弱磁方法，可使深度弱磁區(qū)的電流波動(dòng)明顯下降，進(jìn)而也減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。通過弱磁改進(jìn)算法，電機(jī)在弱磁區(qū)工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，電流波動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)均有顯著下降。

3.3電壓參考矢量優(yōu)化方法

參考電壓優(yōu)化算法模塊的作用是當(dāng)電機(jī)工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)時(shí)，提高電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。根據(jù)第三節(jié)的內(nèi)容可知，在六拍運(yùn)行期間，用于弱磁控制時(shí)的參考電壓差值較小，所以電流快速響應(yīng)控制的實(shí)現(xiàn)非常困難。

在理想的情況下，永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型可表示為［17，18］

式中，id、iq分別為定子電流的交直軸分量；Ud、Uq分別為定子電壓的交直軸分量；Ld、Lq分別為定子電感；Rs為定子電阻；ωr為電角速度；ψf為永磁體磁鏈。

對(duì)于電流快速響應(yīng)的控制而言，可忽略電機(jī)定子阻抗電壓，則數(shù)學(xué)模型可近似為

式中，Ed、Eq分別為電機(jī)在旋轉(zhuǎn)過程中產(chǎn)生的反電動(dòng)勢。從式（9）可看出，id的變化率與Ud和Ed的差值有關(guān)，而iq的變化率與Uq和Eq的差值有關(guān)，為了增強(qiáng)id的響應(yīng)速度，需要增加Ud或減小Ed，而為了增強(qiáng)iq的響應(yīng)速度，就需要增加Uq或減小Eq。由于Ed和Eq的值會(huì)受到id和iq的值的影響，不易優(yōu)化，因而，本文采用優(yōu)化Ud和Uq兩個(gè)參考電壓矢量的方法，來獲得電流響應(yīng)速度的提升。

本文采用的電壓參考矢量優(yōu)化模塊框圖，如圖6所示。優(yōu)化模塊根據(jù)信號(hào)Uk的值來控制開關(guān)的閉合，進(jìn)而控制優(yōu)化模塊的介入時(shí)刻，當(dāng)優(yōu)化算法介入時(shí)，電流調(diào)節(jié)器輸出的參考電壓Ud和Uq被優(yōu)化為Udn和Uqn，優(yōu)化方法為

圖6　電壓矢量優(yōu)化模塊框圖Fig.6　Block diagram of voltage reference’s modification

圖7　參考電壓矢量優(yōu)化方法Fig.7　Modification method of voltage reference

從圖5b中可看出，電流調(diào)節(jié)器通過產(chǎn)生參考電壓值Ud和Uq來減小實(shí)際電流與參考電流之間的差值。參考電流和實(shí)際電流之間的差值Δid和Δiq經(jīng)過電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓值為

在參考電壓值Ud和Uq中，由于積分項(xiàng)占比較小，所以式（11）可被近似為式（12）。

將式（12）代入式（9）可得到優(yōu)化前用于電流控制時(shí)的參考電壓差值為

經(jīng)過電壓矢量優(yōu)化模塊，即將式（10）代入式（13），并分別用［n］和［n-1］表示本周期和前一周期的量，可得到優(yōu)化后的參考電壓差值為

對(duì)比式（13）和式（14），優(yōu)化后的參考電壓差值相比于優(yōu)化前，在d軸和q軸分別提升了-ΔUd［n］/2和ΔUq［n］/2，這樣用于電流控制時(shí)的電壓參考矢量差值有了顯著提高，電流的響應(yīng)速度也會(huì)有較大提升。由于電壓參考矢量優(yōu)化模塊只工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)，因而不會(huì)影響電機(jī)在線性區(qū)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行。

4　仿真與實(shí)驗(yàn)

以一臺(tái)64 kW的車用凸極永磁同步電機(jī)為控制對(duì)象，采用第2節(jié)所提出的過調(diào)制控制策略，在Matlab/ Simulink環(huán)境下建立了永磁同步電機(jī)過調(diào)制控制系統(tǒng)的仿真模型，并在控制系統(tǒng)中加入改進(jìn)后的弱磁算法和電壓參考矢量優(yōu)化算法，對(duì)電機(jī)的運(yùn)行性能和電流響應(yīng)速度進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)分析，實(shí)驗(yàn)和電機(jī)參數(shù)見表1。

表1　實(shí)驗(yàn)和電機(jī)參數(shù)Tab.1　Experimental settings and parameters of the tested motor

4.1實(shí)驗(yàn)1：弱磁優(yōu)化模塊性能

本實(shí)驗(yàn)的目的是將本文所提出的弱磁方法與傳統(tǒng)以文獻(xiàn)［13］所提出的弱磁方法進(jìn)行對(duì)比，來測試本文所提出的弱磁方法的性能。

在永磁同步電機(jī)過調(diào)制控制系統(tǒng)中，分別采用傳統(tǒng)的弱磁方法和本文提出的弱磁方法，在t為0 s時(shí)，設(shè)定給定轉(zhuǎn)矩為150 N·m，控制電機(jī)從0 r·min-1加速到8 000 r·min-1，得到兩種方法的電機(jī)機(jī)械特性曲線，分別如圖8a和圖8b所示。采用文獻(xiàn)［13］的弱磁方法時(shí)，電機(jī)在低速恒轉(zhuǎn)矩區(qū)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小，和采用本文提出的弱磁方法基本相同。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行到中高速弱磁區(qū)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)明顯增大，到深度弱磁區(qū)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)非常大，已不適用于牽引驅(qū)動(dòng)和電動(dòng)汽車等領(lǐng)域的應(yīng)用。而采用本文提出的弱磁方法時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)明顯減小，尤其是在中高速弱磁區(qū)時(shí)，電機(jī)的轉(zhuǎn)矩性能顯著改善，脈動(dòng)幅值和低速恒轉(zhuǎn)矩區(qū)基本相當(dāng)。

圖8　不同弱磁方法的下機(jī)械特性曲線Fig.8　Mechanical characteristic by different flux-weakening methods

4.2實(shí)驗(yàn)2：電壓矢量優(yōu)化模塊性能

本實(shí)驗(yàn)的目的是測試本文所提出的電壓矢量優(yōu)化模塊的性能。在加入了改進(jìn)弱磁方法模塊的永磁同步電機(jī)過調(diào)制控制系統(tǒng)中，分別采用未加入和加入電壓矢量優(yōu)化模塊兩種方法，將電機(jī)轉(zhuǎn)速控制在4 000 r·min-1，在t為0.05 s時(shí)，設(shè)定給定轉(zhuǎn)矩從0 N·m到最大轉(zhuǎn)矩階躍變化，得到電機(jī)在兩種情況下進(jìn)行六拍運(yùn)行時(shí)的電壓運(yùn)行軌跡圖和電流、電壓波形圖，分別如圖9～圖11所示。

圖9分別是在靜止兩相坐標(biāo)系下，得到的未加入和加入電壓矢量優(yōu)化模塊時(shí)的六拍運(yùn)行電壓運(yùn)行軌跡圖。從圖9a中可看出，在使用第二節(jié)的過調(diào)制方法時(shí)，當(dāng)參考電壓矢量滿足六拍運(yùn)行條件時(shí)，電機(jī)可穩(wěn)定工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)。從圖9b中可看出，通過電壓矢量優(yōu)化模塊，電壓參考矢量被優(yōu)化后的電壓矢量所取代，且新的參考電壓矢量仍可使電機(jī)穩(wěn)定工作在六拍運(yùn)行狀態(tài)，且模值有一定的提升。

圖9　電壓軌跡曲線Fig.9　Voltage trajectory

圖10分別為未加入電壓矢量優(yōu)化模塊下，d軸、q軸電流波形圖和相電壓、線電壓波形圖。從圖10c和圖10d中可看出，電機(jī)經(jīng)過線性區(qū)、過調(diào)制一區(qū)和過調(diào)制二區(qū)，進(jìn)入六拍運(yùn)行狀態(tài)，最后到達(dá)穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。由圖10a和圖10b可知，d軸和q軸電流經(jīng)過六拍運(yùn)行區(qū)域，最后達(dá)到穩(wěn)定值。由圖10可知，d軸和q軸電流調(diào)節(jié)時(shí)間約為7.5 ms，六拍運(yùn)行時(shí)間約持續(xù)了3 ms。

圖10　在轉(zhuǎn)速為4 000 r·min-1，轉(zhuǎn)矩從0突變到最大值，未加入電壓矢量優(yōu)化模塊時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10　Results in conditions as follows:Speed of 4 000 r·min-1，changing from 0 to the maximum torque，without voltage reference modification

圖11分別為在相同條件下，加入電壓矢量優(yōu)化模塊下的d軸、q軸電流波形圖和相電壓、線電壓波形圖。從圖11c和圖11d中可看出，電機(jī)可快速的進(jìn)入六拍運(yùn)行狀態(tài)，最后到達(dá)穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。從圖11可知，d軸和q軸電流的調(diào)節(jié)時(shí)間約為4.5 ms，六拍運(yùn)行的持續(xù)時(shí)間約為1.7 ms，即在加入電壓矢量優(yōu)化模塊后，d軸和q軸電流的調(diào)節(jié)時(shí)間縮短了約3 ms，即約縮短了40%，六拍運(yùn)行的持續(xù)時(shí)間約縮短了1.3 ms，即約縮短了43%。因此，電壓矢量優(yōu)化方法可顯著提升電流的響應(yīng)速度。

圖11　在轉(zhuǎn)速為4 000 r·min-1，轉(zhuǎn)矩從0突變到最大值，加入電壓矢量優(yōu)化模塊時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11　Results in conditions as follows:Speed of 4 000 r·min-1，changing from 0 to the maximum torque，with voltage reference modification

4.3實(shí)驗(yàn)3：六拍運(yùn)行控制策略性能

本實(shí)驗(yàn)的目的是為了測試本文提出的六拍運(yùn)行控制策略的性能。在t為0 s時(shí)，設(shè)定給定轉(zhuǎn)矩為150 N·m，讓電機(jī)從0 r·min-1開始加速到9 500 r·min-1，分別采用本文提出的六拍運(yùn)行控制策略和傳統(tǒng)的SVPWM控制策略，得到這兩種控制策略下的轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速平均變化曲線和功率與轉(zhuǎn)速平均變化曲線，分別如圖12所示。

從中圖12a可看出，電機(jī)采用六拍運(yùn)行控制策略，在3倍轉(zhuǎn)折速度（約為9 500 r·min-1）時(shí)，轉(zhuǎn)矩提升了約11%，電機(jī)的恒轉(zhuǎn)矩區(qū)域約拓展了14%。從圖12b可看出，采用六拍運(yùn)行控制策略時(shí)，電機(jī)在3倍轉(zhuǎn)折速度時(shí)，輸出功率約提升了8.5%。這是因?yàn)殡姍C(jī)采用傳統(tǒng)的SVPWM控制策略時(shí)，電機(jī)的運(yùn)行區(qū)域僅為線性區(qū)域內(nèi)，而采用六拍運(yùn)行控制策略時(shí)，電機(jī)的運(yùn)行區(qū)域拓展為正六邊形電壓區(qū)域，直流母線電壓的利用率得到提高，進(jìn)而使得電機(jī)的轉(zhuǎn)折速度和相同轉(zhuǎn)速下的輸出轉(zhuǎn)矩增加。

圖12　六拍運(yùn)行控制策略特性曲線Fig.12　Characteristic curve by six operation control strategy

5　結(jié)論

本文提出一種基于電流快速響應(yīng)的永磁同步電機(jī)六拍運(yùn)行控制策略。采用提出的控制策略，永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)可在不改變硬件的條件下，同時(shí)實(shí)現(xiàn)運(yùn)行區(qū)域的拓展和電流的快速響應(yīng)。在給定轉(zhuǎn)矩變化時(shí)，d軸和q軸電流可快速跟隨變化，從而使電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩快速達(dá)到給定值。此外，提出了一種新的過調(diào)制弱磁方法，這種方法可減小電機(jī)在過調(diào)制區(qū)運(yùn)行時(shí)的電流波動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。實(shí)驗(yàn)表明，在轉(zhuǎn)速為4 000 r·min-1時(shí)，設(shè)定給定轉(zhuǎn)矩從0 N·m突變?yōu)樽畲笾?，電流響?yīng)時(shí)間縮短了40%；電機(jī)在3倍基速時(shí)，恒轉(zhuǎn)矩區(qū)拓展了14%，轉(zhuǎn)矩能力增強(qiáng)了11%。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文所提出控制策略的可行性和有效性。

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The Current Rapid Response Control Strategy for the Six-step Operation of Permanent Magnet Synchronous Motors

Kang JinsongCui YuhangWang Shuo
（College of Electronics and Information EngineeringTongji UniversityShanghai201804China）

This paper proposes a rapidcurrent response control strategyfor the six-step operation of permanent magnet synchronous motors（PMSM）.This control strategy realizes dynamic over-modulation，flux weakening，and rapid current response without losing six-step steady operation.A flux weakening method for over-modulation which can effectively reduce the torque ripple in the over-modulation region is also proposed. Simulation results with a 64 kW prototype verify the effectiveness of this control strategy.

Permanent magnet synchronous motors（PMSM），flux weakening，current control，overmodulation，six-step operation

TM301.2

中央高校基本科研業(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金資助項(xiàng)目（1700219141）。

2015-03-13改稿日期 2015-11-10

康勁松男，1972年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡妱?dòng)汽車永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)。

E-mail:kjs@#edu.cn（通信作者）

崔宇航男，1991年生，碩士研究生，研究方向?yàn)檐囕d永磁同步電機(jī)控制技術(shù)。

E-mail:yuhangcui@126.com