直流電壓不均衡的級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器載波移相PWM調(diào)制策略的設(shè)計(jì)

蔡信健　吳振興　孫　樂(lè)　王書(shū)秀

（1.強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華中科技大學(xué)） 武漢　430074 2.福建工程學(xué)院信息科學(xué)與工程學(xué)院　福州　350118 3.艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室　武漢　430032 4.西安交通大學(xué)電氣學(xué)院　西安　710049）

直流電壓不均衡的級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器載波移相PWM調(diào)制策略的設(shè)計(jì)

蔡信健1-3吳振興3孫樂(lè)4王書(shū)秀3

（1.強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華中科技大學(xué)） 武漢430074 2.福建工程學(xué)院信息科學(xué)與工程學(xué)院福州350118 3.艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室武漢430032 4.西安交通大學(xué)電氣學(xué)院西安710049）

對(duì)于級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器，單元獨(dú)立直流電源的參數(shù)差異及故障等多種因素均會(huì)導(dǎo)致各單元的直流電壓不均衡。單元直流電壓不均衡時(shí)，傳統(tǒng)載波移相（PSC）PWM調(diào)制策略無(wú)法消除電壓的低頻邊帶諧波，導(dǎo)致變頻器輸出的電能質(zhì)量明顯降低。對(duì)單元載波相位、直流電壓與變頻器輸出電壓諧波的關(guān)系進(jìn)行了研究，提出了按照單元直流電壓調(diào)整單元載波相位的策略。該調(diào)制策略能夠消除變頻器輸出電壓的低頻邊帶諧波，提高電能質(zhì)量，增強(qiáng)變頻器的容錯(cuò)能力。仿真與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的調(diào)制策略的效果。

級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器單元直流電壓不均衡載波移相PWM容錯(cuò)能力

0　引言

級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器具有輸出電壓高、功率容量大、輸出電能質(zhì)量好以及可使用低壓半導(dǎo)體器件等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于電機(jī)驅(qū)動(dòng)、電網(wǎng)諧波消除、風(fēng)力發(fā)電以及太陽(yáng)能發(fā)電等領(lǐng)域［1-8］。級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器常用的調(diào)制策略是載波移相（PSC）PWM，該調(diào)制策略具有輸出電能質(zhì)量高、適用于電平數(shù)較多的變頻器、易于控制各單元輸出功率以及易于實(shí)現(xiàn)模塊化分布式控制等優(yōu)點(diǎn)［8-15］。傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略無(wú)法消除由于各單元直流電壓不均衡所導(dǎo)致的低頻邊帶諧波，從而導(dǎo)致變頻器輸出電能質(zhì)量顯著下降。

實(shí)際應(yīng)用中，H橋單元獨(dú)立直流電源的電氣參數(shù)存在的差異會(huì)導(dǎo)致單元直流電壓不均衡（不相等）；當(dāng)H橋單元獨(dú)立直流電源發(fā)生故障時(shí)，也會(huì)導(dǎo)致該單元直流電壓低于其他單元［16-22］。對(duì)于H橋單元故障，傳統(tǒng)的處理方法是將故障單元旁路，但該方法會(huì)導(dǎo)致變頻器輸出電壓幅值突降，沖擊變頻器及其負(fù)載。對(duì)于部分單元直流電源故障（如單元輸入側(cè)的三相整流橋中單個(gè)二極管損壞（開(kāi)路）），單元具備繼續(xù)輸出電能的能力。但直流電源故障會(huì)導(dǎo)致該單元直流電壓的跌落，從而導(dǎo)致變頻器輸出較大幅值的低頻邊帶諧波，變頻器輸出的電能質(zhì)量顯著降低，甚至無(wú)法滿足要求。因此，研究單元直流電壓不均衡狀態(tài)的載波移相PWM調(diào)制策略，可提高變頻器的容錯(cuò)能力，使其具備跨越單元直流電源故障的能力。

目前，針對(duì)單元直流電壓不均衡導(dǎo)致的變頻器輸出電能質(zhì)量下降的問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外許多學(xué)者已經(jīng)進(jìn)行了大量研究工作，提出了多種改進(jìn)的PWM調(diào)制策略［13，17-20］。文獻(xiàn)［13］提出了新型指定諧波最小化（SHM）PWM調(diào)制策略，該調(diào)制策略按照單元直流電壓調(diào)整半導(dǎo)體器件的開(kāi)關(guān)時(shí)刻，抑制了變頻器輸出電壓的低頻諧波。文獻(xiàn)［17］提出了實(shí)時(shí)補(bǔ)償單元直流電壓差異的PWM調(diào)制策略。文獻(xiàn)［18］提出了按照單元直流電壓調(diào)整PWM調(diào)制參數(shù)的新型指定諧波消除（SHE）PWM調(diào)制策略。文獻(xiàn)［19］提出了針對(duì)直流電壓不均衡的改進(jìn)空間矢量（SV）PWM調(diào)制策略。但針對(duì)單元直流電壓不均衡的載波移相PWM調(diào)制策略的文獻(xiàn)尚未見(jiàn)報(bào)道。

本文重點(diǎn)研究改進(jìn)載波移相PWM調(diào)制策略，消除電壓低頻邊帶諧波，提高變頻器輸出的電能質(zhì)量，為變頻器跨越單元直流電源故障提供必要條件，從而增強(qiáng)變頻器的容錯(cuò)能力。介紹了級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器的拓?fù)?，分析了采用傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略，在單元直流電壓不均衡的條件下，低頻邊帶諧波產(chǎn)生的原因；優(yōu)化了載波移相PWM調(diào)制策略，根據(jù)單元直流電壓的不均衡狀態(tài)，實(shí)時(shí)調(diào)整各功率單元的載波移相角，消除了變頻器輸出的低頻邊帶諧波；最后通過(guò)仿真與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文所提出的調(diào)制策略的效果。

1　主電路拓?fù)湟约斑厧еC波產(chǎn)生原因

1.1級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器的主電路拓?fù)?/p>

級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器總體上由3個(gè)單相電路組成，每相電路由多個(gè)H橋單元級(jí)聯(lián)而成，每個(gè)H橋單元由單相H橋逆變電路及獨(dú)立直流電源構(gòu)成，圖1為變頻器中單相電路的拓?fù)鋱D。

圖1　級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器單相電路拓?fù)銯ig.1　Topology of single-phase circuit of the CHBML inverter

在不同的應(yīng)用場(chǎng)合，功率單元的直流電源也不相同。應(yīng)用于光伏發(fā)電并網(wǎng)領(lǐng)域時(shí)，直流電源通常由光伏組件構(gòu)成；應(yīng)用于電機(jī)調(diào)速領(lǐng)域時(shí)，直流電源通常由多繞組移相變壓器及整流濾波電路等構(gòu)成；應(yīng)用于提高電網(wǎng)電能質(zhì)量領(lǐng)域時(shí)（SVG、APF等），變頻器主要輸出無(wú)功功率，可從H橋逆變電路輸入有功功率保持直流電壓穩(wěn)定，因此，單元直流電源僅由H橋逆變電路與直流支撐電容構(gòu)成。

1.2直流電壓不均衡時(shí)低頻邊帶諧波產(chǎn)生原因

載波移相PWM調(diào)制策略是級(jí)聯(lián)H橋變頻器常用的調(diào)制方式，而傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略的低頻諧波抵消效果只適用于各單元直流電壓均衡的工況。因此，本文首先分析變頻器輸出的低頻邊帶諧波與載波移相角以及直流電壓的關(guān)系。

基于雙重傅里葉分析法［23］，可用變量x與y分別表示載波的相位與調(diào)制波的相位，即式中，ωs為三角載波角頻率；ωm為調(diào)制波角頻率；kf為載波比。則等腰三角載波可表示為

式中，m為單元的調(diào)制比。采用數(shù)字控制器的變頻器，通常以固定的時(shí)間間隔對(duì)調(diào)制波進(jìn)行采樣，按照采樣頻率的不同進(jìn)行分類，可分為對(duì)稱規(guī)則采樣法與非對(duì)稱規(guī)則采樣法。對(duì)稱規(guī)則采樣法具有易于使用及控制器負(fù)擔(dān)較小等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用十分廣泛。采用對(duì)稱規(guī)則采樣法的調(diào)制波表達(dá)式為

從式（8）可知，單元輸出的電壓可分為基波、基帶諧波（頻率等于基波頻率的整數(shù)倍）與邊帶諧波3部分。由于級(jí)聯(lián)H橋逆變器輸出的相電壓等于各單元電壓的疊加，因此，由式（8）可得變頻器輸出相電壓表達(dá)式為

式中，N為每相電路級(jí)聯(lián)的H橋單元的數(shù)量。從式（10）可知，當(dāng)各單元的直流電壓相等時(shí)，即

即使采用傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略，只要將相鄰單元之間的載波移相角設(shè)置為即可消除低于N倍載波頻率的邊帶諧波，即

而當(dāng)單元直流電壓不均衡時(shí)，傳統(tǒng)的載波移相PWM調(diào)制策略則無(wú)法消除低頻邊帶諧波（如式（13）所示），電能質(zhì)量顯著下降。

從式（13）可知，當(dāng)單元直流電壓不均衡時(shí)，變頻器輸出電壓在1～（N-1）倍載波頻率附近都存在邊帶諧波。其中，1～2倍載波頻率附近的低頻邊帶諧波對(duì)系統(tǒng)的影響較大。通常高壓大功率級(jí)聯(lián)H橋變頻器載波頻率較低（低于1 000 Hz），則該邊帶諧波甚至?xí)绊戨姍C(jī)的運(yùn)行性能。以某型號(hào)高壓大功率電機(jī)為例，驅(qū)動(dòng)該電機(jī)的變頻器輸出電壓基波頻率為50 Hz，有效值為6 000 V；該變頻器輸出電壓中還含有頻率在600 Hz（載波頻率）和1 200 Hz附近的低頻邊帶諧波，最大低頻邊帶諧波幅值高達(dá)基波幅值的7.1%。該電機(jī)電流波形明顯畸變，如圖2所示，電流最大邊帶諧波幅值高達(dá)基波電流幅值的2.9%，導(dǎo)致電機(jī)繞組發(fā)熱、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

圖2　電機(jī)端電壓中含有頻率在600 Hz與1 200 Hz附近的多個(gè)邊帶諧波的電流波形Fig.2　The output current waveform of the motor when the voltage containing the sideband harmonics centered around 600 Hz and 1 200 Hz is applied

為了進(jìn)一步分析單元直流電壓不均衡程度對(duì)低頻邊帶諧波的影響，將式（13）等效變換為式（14）

式（14）可等效變換為多個(gè)矢量求和的形式，再結(jié)合式（10）即可得各低頻邊帶諧波幅值的表達(dá)式為

從式（18）可知，各單元直流電壓與直流電壓平均值的差值（ΔUdch）越大，即單元直流電壓不均衡程度越高，輸出電壓中的低頻邊帶諧波的幅值就越大。

2　載波移相PWM調(diào)制策略的優(yōu)化

基于上述分析和推導(dǎo)，當(dāng)各功率單元的直流電壓不均衡時(shí)，如果按照傳統(tǒng)調(diào)制策略將相鄰單元之間的載波移相角設(shè)置為相等，則無(wú)法消除低頻邊帶諧波。實(shí)際上，從式（10）可發(fā)現(xiàn)，調(diào)整功率單元之間的載波相位，使其滿足式（19），仍可達(dá)到消除指定次邊帶諧波的目標(biāo)。

為了簡(jiǎn)化計(jì)算，式（19）可等效變換為

通常低頻邊帶諧波對(duì)負(fù)載的影響較大，而采用濾波器抑制低頻邊帶諧波的代價(jià)較大，因此，本文優(yōu)先考慮消除低頻邊帶諧波。級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器通常以其中一個(gè)單元的載波相位為基準(zhǔn)（通常將其載波相位設(shè)置為零），只需調(diào)整其余N-1個(gè)單元的載波相位，使其滿足方程組（21），即可消除1～k倍載波頻率附近的邊帶諧波。

式中，k=（N-2）/2，N為偶數(shù)；k=（N-1）/2，N為奇數(shù)。

實(shí)際應(yīng)用中，受到傳感器準(zhǔn)確度及控制器性能的限制，要完全消除某個(gè)頻率邊帶諧波的難度極大。因此，一個(gè)實(shí)際可行的方法是將指定的邊帶諧波幅值削弱至一個(gè)可接受的范圍內(nèi)，結(jié)合式（10），可將方程組（21）變換為

實(shí)際上，對(duì)于非對(duì)稱規(guī)則采樣法，由于單元邊帶諧波中只存在a為偶數(shù)、b為奇數(shù)的項(xiàng)［24］，因此本方法同樣適用，只需將不等式組（22）調(diào)整為不等式組（23），即可通過(guò)調(diào)節(jié)N-1個(gè)載波的相位，消除1～2k倍載波頻率附近的邊帶諧波。

不等式組（22）和不等式組（23）中的L1～L2k都是常數(shù)，分別表示與該邊帶諧波幅值上限設(shè)定值對(duì)應(yīng)的不等式上限值。

本文采用全局搜索能力較強(qiáng)的粒子群算法（PSO）［25］求解不等式組（22）與不等式組（23），以獲取各單元的載波相位。由于直接采用該方法在線實(shí)時(shí)計(jì)算單元載波相位的計(jì)算量較大，因此本文采用在線查表與離線計(jì)算相結(jié)合的方式。

實(shí)際應(yīng)用中，級(jí)聯(lián)H橋變頻器的單元直流電壓不均衡狀態(tài)較復(fù)雜，因此，必須根據(jù)不同的應(yīng)用場(chǎng)合有針對(duì)性地簡(jiǎn)化單元載波相位列表。本文以應(yīng)用于中高壓電機(jī)調(diào)速的級(jí)聯(lián)H橋變頻器為例，該類型變頻器的單元直流電壓明顯偏離額定值的主要原因是單元直流電源故障。通常，前級(jí)多繞組移相變壓器發(fā)生故障時(shí)，變頻器必須停機(jī)；而單元內(nèi)部的三相整流橋中兩個(gè)橋臂故障時(shí)，單元直流電壓降至0 V，單元也難以繼續(xù)運(yùn)行。因此，只需重點(diǎn)關(guān)注三相整流橋中單個(gè)橋臂故障所導(dǎo)致的單元直流電壓低于額定值的工況，即:

1）單元采用三相不控整流橋，單個(gè)橋臂發(fā)生故障（開(kāi)路）時(shí)，單元直流電壓平均值約降低10%。

2）單元采用三相可控整流橋，單個(gè)橋臂發(fā)生故障時(shí)，且變頻器負(fù)載較重，為了保護(hù)完好的兩相整流橋臂，需將該單元的直流電壓降低30%～40%（本文取30%）；而當(dāng)變頻器負(fù)載較輕時(shí)，可適當(dāng)提高該單元的直流電壓，將其設(shè)定為額定值的80%或90%。

因此，重點(diǎn)研究單元直流電壓分別為額定值的100%、90%、80%、70%的4種工況即可。

本文中的級(jí)聯(lián)H橋變頻器的每相電路由5個(gè)單元級(jí)聯(lián)而成，可用R（U1，U2，U3，U4，U5）分別表示單元直流電壓的多種不均衡狀態(tài)，其中U1～U5分別表示5個(gè)單元的直流電壓與額定值的比值。將5個(gè)單元直流電壓按大小順序排列，即U1≥U2≥U3≥U4≥U5，可得R（1，1，1，1，0.9）、R（1，1，1，1，0.8）、…、R（0.8，0.7，0.7，0.7，0.7）共52種直流電壓不均衡狀態(tài)。離線計(jì)算各種單元直流電壓不均衡狀態(tài)下的單元載波相位，并將求解的結(jié)果（即各單元的載波相位）以列表的形式存入主控制器中。在變頻器的運(yùn)行過(guò)程中，控制器根據(jù)實(shí)測(cè)的單元直流電壓，從列表中讀取相應(yīng)數(shù)據(jù)，實(shí)時(shí)調(diào)整各單元載波相位即可。

3　仿真結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證本文提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略的效果，用MATLAB/Simulink構(gòu)建了級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器的全系統(tǒng)仿真模型:該變頻器的每相電路由5個(gè)H橋單元級(jí)聯(lián)而成；變頻器輸出的基波頻率為50 Hz，各單元的調(diào)制比均為0.99；單元的載波頻率為600 Hz；A相電路中一個(gè)單元的直流電壓跌落至約700 V，其他單元直流電壓均約為1 kV；低頻邊帶諧波的幅值上限均設(shè)定為相電壓基波幅值的0.1%。各單元直流電壓、傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略與載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略的單元載波相位如表1所示。

表1　5個(gè)單元的直流電壓及其載波相位Tab.1　DC voltages and carrier phases of the cells

圖3為采用傳統(tǒng)的載波移相PWM調(diào)制策略的變頻器A相電壓波形與諧波頻譜。圖4為采用本文提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略的相電壓波形與諧波頻譜。對(duì)比電壓波形與諧波頻譜，當(dāng)單元直流電壓不均衡時(shí)，采用傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略，無(wú)法消除600 Hz（單元載波頻率）附近的邊帶諧波；而采用本文提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略，按照各單元直流電壓來(lái)調(diào)整其載波相位，有效抑制了頻率在600 Hz及1 200 Hz附近的邊帶諧波。

圖3　傳統(tǒng)PSCPWM的電壓波形與諧波頻譜Fig.3　Output voltage waveform and harmonics when the original PSCPWM is used

圖4　本文提出的PSCPWM的電壓波形與諧波頻譜Fig.4　Output voltage waveform and harmonics when the PSCPWM proposed in this paper is used

為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文提出的調(diào)制策略，還針對(duì)多種不同的直流電壓不均衡工況進(jìn)行了仿真。表2中記錄了5組直流電壓不均衡狀態(tài)的單元直流電壓與采用本文提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略的單元載波相位，傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略的相鄰單元的載波移相角均設(shè)置為72°。表3則記錄了與表2對(duì)應(yīng)的5組仿真結(jié)果。

表2　多種單元直流電壓不均衡狀態(tài)的單元直流電壓及其載波相位Tab.2　DC voltages and carrier phases of the cells under different combinations of non-equal dc voltages

從圖3、圖4與表3中序號(hào)1和2的仿真結(jié)果可知:單個(gè)單元的直流電壓跌落幅值越大，傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略輸出的低頻邊帶諧波幅值也越大。從圖3、圖4與表3中序號(hào)3、4、5的仿真結(jié)果可知:單元直流電壓跌落幅度相等，直流電壓跌落的單元數(shù)量等于3時(shí)，單相5個(gè)單元的直流電壓不均衡程度最大，傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略的低頻邊帶諧波幅值最大，頻率1 150 Hz邊帶諧波高達(dá)7.11%。從圖3、圖4與表3的仿真結(jié)果可知:對(duì)于多種單元直流電壓不均衡的工況，本文所提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略均能削弱低頻邊帶諧波，使得低頻邊帶諧波含有率最大值都不超過(guò)0.1%。

表3　多種單元直流電壓不均衡狀態(tài)分別采用傳統(tǒng)PSCPWM與本文的PSCPWM優(yōu)化策略的低頻邊帶諧波Tab.3　The low frequency sideband harmonics when the original PSCPWM and the novel PSCPWM are used respectively under different combinations of non-equal DC voltages

4　樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

本文所提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略，在2.5 MV·A級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器樣機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。圖5為樣機(jī)照片，其電路拓?fù)浼爸饕獏?shù)與仿真模型相同，A相電路5個(gè)單元的直流電壓及其載波移相角如表1所示。

圖5　6 000 V 2.5 MV·A級(jí)聯(lián)H橋變頻器Fig.5　6 000 V 2.5 MV·A CHBML inverter

樣機(jī)的控制系統(tǒng)由主控制器、單元控制器與光纖通信系統(tǒng)等組成，主控制器與單元控制器都采用低成本的DSP（TMS320F28335）。主控制器根據(jù)控制要求產(chǎn)生電壓指令與各單元的載波相位指令；單元控制器根據(jù)主控制器發(fā)出的指令，調(diào)節(jié)載波相位，輸出PWM信號(hào)。各單元分別產(chǎn)生各自的PWM信號(hào)，因此各單元的載波必須同步。變頻器中5個(gè)級(jí)聯(lián)H橋單元的載波同步方法與載波相位的設(shè)置方法如圖6所示。主控制器以固定的時(shí)間間隔與單元控制器通信，每個(gè)單元以該單元與主控制器之間的通信中斷作為載波的基準(zhǔn)。各單元根據(jù)主控制器發(fā)出的單元載波相位指令設(shè)置內(nèi)部定時(shí)器；定時(shí)器的中斷程序調(diào)整單元載波的相位，將載波的起始點(diǎn)定位于該定時(shí)器設(shè)定的時(shí)刻；在該單元與主控器之間的通信中斷中起動(dòng)定時(shí)器，實(shí)現(xiàn)各單元載波的同步。

圖6　變頻器的載波同步與相位設(shè)置方法Fig.6　PWM synchronization and phase-shift method

變頻器采用傳統(tǒng)載波移相PWM的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7所示，圖7a是數(shù)字示波器采集的變頻器相電壓波形，圖7b是數(shù)字示波器FFT分析獲得的電壓諧波頻譜。采用本文提出的載波移相PWM調(diào)制優(yōu)化策略的相電壓波形與諧波頻譜如圖8所示。

從樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知:當(dāng)級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器的單元直流電壓不均衡時(shí)，采用傳統(tǒng)的載波移相PWM調(diào)制策略，變頻器輸出電壓的低頻邊帶諧波將大量出現(xiàn)在單元載波頻率（600 Hz）與兩倍載波頻率（1 200 Hz）附近，變頻器輸出電能質(zhì)量較差；采用本文提出的調(diào)制優(yōu)化策略，按照各單元的直流電壓調(diào)整單元的載波相位后，抑制了低頻邊帶諧波。樣機(jī)實(shí)驗(yàn)進(jìn)一步驗(yàn)證了本文提出的PWM調(diào)制優(yōu)化策略的效果。

圖7　傳統(tǒng)PSCPWM的電壓波形與諧波頻譜Fig.7　Output voltage waveform and harmonics when the original PSCPWM is used

圖8　本文提出的PSCPWM的電壓波形與諧波頻譜Fig.8　Output voltage waveform and harmonics when the PSCPWM proposed in this paper is used

5　結(jié)論

級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器的單元直流電壓不均衡時(shí)，傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略無(wú)法消除電壓低頻邊帶諧波，導(dǎo)致變頻器輸出電壓中包含單元載波頻率附近的低頻邊帶諧波，電能質(zhì)量較差。本文致力于研究及改進(jìn)載波移相PWM調(diào)制策略，提出了通過(guò)實(shí)時(shí)調(diào)整載波相位消除輸出電壓低頻諧波的調(diào)制策略。該策略既保留了傳統(tǒng)載波移相PWM調(diào)制策略的優(yōu)點(diǎn)，又降低了單元直流電源故障等因素引起的單元直流電壓不均衡對(duì)電能質(zhì)量的不良影響，提高了變頻器的容錯(cuò)能力與適用范圍，仿真與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果均驗(yàn)證了本文提出的調(diào)制策略的效果。另外，從不等式組（23）可知，如果采用非對(duì)稱規(guī)則采樣法，可進(jìn)一步削弱1～2k倍載波頻率附近的邊帶諧波，輸出更高質(zhì)量的電能。本文提出的調(diào)制策略，不僅可直接應(yīng)用于級(jí)聯(lián)H橋多電平變頻器，且僅需進(jìn)行略微調(diào)整，即可推廣應(yīng)用于其他類型的多電平變頻器（如混合級(jí)聯(lián)多電平變頻器、模塊化多電平變換器），具有廣泛的應(yīng)用前景。

［1］Cortes P，Wilson A，Kouro S，et al.Model predictive control of multilevel cascaded H-bridge inverters［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，57（8）:2691-2698.

［2］李繼華，阮新波，王學(xué)華.級(jí)聯(lián)型多電平逆變器線電壓諧波優(yōu)化的SVPWM策略［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29（6）:121-128. Li Jihua，Ruan Xinbo，Wang Xuehua.A SVPWM strategy with optimal line-to-line voltage harmonic spectrum for cascaded multilevel inverters［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29（6）:121-128.

［3］王書(shū)征，趙劍鋒，姚曉君，等.級(jí)聯(lián)型光伏并網(wǎng)逆變器在光照不均勻條件下的功率平衡控制［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28（12）:251-261. Wang Shuzheng，Zhao Jianfeng，Yao Xiaojun，et al. Power balanced controlling of cascaded inverter for gridconnected photovoltaic systems under unequal irradiance conditions［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28（12）:251-261.

［4］常偉，史麗萍，王思捷，等.空間矢量調(diào)制技術(shù)在6 kV級(jí)聯(lián)靜止同步補(bǔ)償器中的應(yīng)用［J］.電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2012，40（12）:95-99. Chang Wei，Shi Liping，Wang Sijie，et al.Application of space vector modulation in 6 kV cascaded STATCOM［J］.Power System Protection and Control，2012，40（12）:95-99.

［5］Adam G P，Abdelsalam I A，Ahmed K H，et al. Hybrid multilevel converter with cascaded H-bridge cells for HVDC applications:operating principle and scalability［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（1）:65-77.

［6］孫運(yùn)全，尹強(qiáng)，盛吉，等.載波帶頻率變化的PWM（VFCB-PWM）在級(jí)聯(lián)有源電力濾波器中的應(yīng)用［J］.電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2010，38（10）:39-42. Sun Yunquan，Yin Qiang，Sheng Ji，et al.Variablefrequency carrier bands PWM （VFCB-PWM）and its applications in shunt APF［J］.Power System Protection and Control，2010，38（10）:39-42.

［7］林志勇，江道灼，周月賓，等.基于級(jí)聯(lián)H橋換流器的APF-STATCOM的控制與調(diào)制［J］.電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2014，42（7）:91-96. Lin Zhiyong，Jiang Daozhuo，Zhou Yuebin，et al. Control and modulation for APF-STATCOM based on cascaded H-bridge converter［J］.Power System Protection and Control，2014，42（7）:91-96.

［8］Moosavi M，F(xiàn)arivar G，Iman-Eini H，et al.A voltage balancing strategy with extended operating region for cascaded H-bridge converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（9）:5044-5053.

［9］Zhang Y，AdamGP，LimTC，etal.Hybrid multilevel converter:capacitor voltage balancing limits and its extension［J］.IEEE Transactions on Industrial Informatics，2013，9（4）:2063-2073.

［10］Lezana P，Aceiton R，Silva C.Phase-disposition PWM implementation for a hybrid multi-cell converter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）:1936-1942.

［11］Filho F，Maia H Z，T Mateus H A，et al.Adaptive selective harmonic minimization based on ANNs for cascade multilevel inverters with varying DC sources［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）:1955-1962.

［12］ 曹建坤，謝少軍.移相與SHEPWM結(jié)合控制的級(jí)聯(lián)混合非對(duì)稱三相變流器［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28（12）:290-296. Cao Jiankun，Xie Shaojun.Multi-level hybrid asymmetric three-phase inverter with phase shift plus shepwm control scheme［J］.TransactionsofChinaElectrotechnical Society，2013，28（12）:290-296.

［13］Napoles J，Watson A J，Padilla J J，et al.Selective harmonic mitigation technique for cascaded H-bridge converters with nonequal DC link voltages［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60（5）: 1963-1971.

［14］Townsend C D，Summers T J，Betz R E.Impact of practical issues on the harmonic performance of phaseshifted modulation strategies for a cascaded H-bridge StatCom［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61（6）:2655-2664.

［15］Park Y M，Yoo J Y，Lee S B.Practical implementation of PWM synchronization and phase-shift method for cascaded H-bridge multilevel inverters based on a standard serial communication protocol［J］.IEEE Transactions on Industrial applications，2008，44（2）:634-641.

［16］Li X，Dusmez S，Prasanna U R，et al.A new SVPWM modulated input switched multilevel converter for gridconnectedpvenergygenerationsystems［J］.IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics，2014，2（4）:920-929.

［17］NaumanenV，LuukkoJ，SilventoinenP，etal. Compensation of DC link voltage variation of a multilevel series-connectedH-bridgeinverter［J］.IETPower Electronics，2010，3（5）:793-803.

［18］Taghizadeh H，Hagh M T.Harmonic elimination of cascade multilevel inverters with nonequal DC sources using particle swarm optimization［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（11）:3678-3684.

［19］Roodsari BN，NowickiEP.Fastspacevector modulation algorithm for multilevel inverters and its extension for operation of the cascaded H-bridge inverter with non-constant DC sources［J］.IET Power Electronics，2013，6（7）:1288-1298.

［20］FarokhniaN，VadizadehH，F(xiàn)athiSH，etal. Calculating the formula of line-voltage THD in multilevel inverter with unequal DC sources［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（8）:3359-3372.

［21］Lezana P，Aguilera T，Rodriguez J.Fault detection on multi-cell converter based on output voltage frequency analysis［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56（6）:2275-2283.

［22］KhomfoiS，TolbertLM.Faultdiagnosisand reconfiguration for multilevel inverter drive using AI-based techniques［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（6）:2954-2968.

［23］Odavic M，Sumner M，Zanchetta P，et al.A theoretical analysis of the harmonic content of PWM waveforms for multiple-frequency modulators［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25（1）:131-141.

［24］Holmes D G，Mcgrath B P.Opportunities for harmonic cancellation with carrier-based PWM for two-level and multilevel cascaded inverters［J］.IEEE Transactions on Industrial Applications，2001，37（2）:574-582.

［25］Franquelo L G，Napoles J，Guisado R C P，et al.A flexible selective harmonic mitigation technique to meet grid codes in three-level PWM converters［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2007，54（6）: 3022-3029.

Design for Phase-shifted Carrier Pulse Width Modulation of Cascaded H-bridge Multi-level Inverters with Non-equal DC Voltages

Cai Xinjian1-3Wu Zhenxing3Sun Le4Wang Shuxiu2
（1.State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology Huazhong University of Science and TechnologyWuhan430074China 2.College of Information Science and EngineeringFujian University of TechnologyFuzhou350118China 3.National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System TechnologyWuhan430032China 4.School of Electrical EngineeringXi’an Jiaotong UniversityXi’an710049China）

In practice，many factors result in non-equal cell DC voltages of the cascaded H-bridge multilevel（CHBML）inverter，such as the differences amongthe DC sources of the H-bridge cells and the faults of the DC sources.The classical phase-shifted carrier（PSC）pulse width modulation（PWM）is unable to eliminate the low-frequency sideband-harmonics when the DC voltages of the cells are not equal.The quality of the output voltage degrades.In this paper，the relationship among the cell carrier-phases，the DC voltages，and the harmonics of the output voltage are analyzed.And then，a novel PSCPWM method，in which the carrier phases are regulated according to the different DC voltages，is proposed.This method improves the quality of the output power by eliminating the low-frequency sideband harmonics，and also enhances the fault-tolerance capability of the inverters.The simulation and experimental results obtained from the prototype of the CHBML inverter verify the suggested regulation strategy.

Cascaded H-bridge multilevel inverter，non-equal DC voltages，phase-shifted carrier PWM，fault-tolerance capability

TM464

國(guó)家高技術(shù)研究發(fā)展（863）計(jì)劃（2013AA-050404）和國(guó)家自然科學(xué)基金（51277178）資助項(xiàng)目。

2015-01-06改稿日期 2015-11-10

蔡信健男，1979年生，講師，博士研究生，研究方向?yàn)楦邏鹤冾l器與電機(jī)控制。

E-mail:xianmian2001@163.com（通信作者）

吳振興男，1982年生，副教授，博士，研究方向?yàn)楣夥l(fā)電與高壓變頻器。

E-mail:40999794@163.com