多重聯(lián)結(jié)大功率直流電源控制策略研究

焦文良，　王旭東，　那日沙，　周凱，　隋鑫

(1.哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150080；2.黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制學(xué)院，黑龍江 哈爾濱150027)

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多重聯(lián)結(jié)大功率直流電源控制策略研究

焦文良1,2，王旭東1，那日沙1，周凱1，隋鑫1

(1.哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150080；2.黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制學(xué)院，黑龍江 哈爾濱150027)

摘要:大功率直流調(diào)速電源為提高功率因數(shù)采用順序控制的多重聯(lián)結(jié)整流器，但淺度控制時(shí)諧波較大，給電網(wǎng)帶來了不容忽視的諧波危害，采用對(duì)多重聯(lián)結(jié)整流器在順序控制和同步控制時(shí)的輸入側(cè)電流的基波、諧波、諧波總畸變率、基波因數(shù)、功率因數(shù)等進(jìn)行了波形及理論的對(duì)比分析方法，給出計(jì)算公式，得到了減小諧波的最佳控制策略。經(jīng)過仿真與實(shí)驗(yàn)證明對(duì)于多重聯(lián)結(jié)的大功率整流器的控制在深度控制時(shí)采用順序控制，淺度控制時(shí)采用同步控制(并行控制)是大功率多重聯(lián)結(jié)整流器的最佳控制策略，能實(shí)現(xiàn)在功率因數(shù)不變的前提下大幅度減小諧波。

關(guān)鍵詞:功率因數(shù)；多重聯(lián)結(jié)；順序控制；諧波

0引言

在大功率直流調(diào)速電源領(lǐng)域，為了提高電網(wǎng)的功率因數(shù)，減小電動(dòng)機(jī)電流紋波，常采用多重聯(lián)結(jié)的整流器為直流電動(dòng)機(jī)供電,有12相、18相，24相等整流供電[1-5]。很多文獻(xiàn)為提高功率因數(shù)進(jìn)行了變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究，這種方法只是增加了整流器的脈動(dòng)數(shù)而且是有級(jí)的，沒有對(duì)控制方式進(jìn)行分析與探討[6-8]，有的只是提到順序控制與同步控制(并行控制)沒有對(duì)諧波進(jìn)行定量分析與測(cè)量，也沒有對(duì)整流器的控制方式進(jìn)行討論[9-11]，對(duì)于多重聯(lián)結(jié)順序控制的整流網(wǎng)側(cè)電流諧波沒有精確的定量分析，也就不能給出最佳的控制策略[11-14]。經(jīng)理論分析和實(shí)際測(cè)試表明，多重聯(lián)結(jié)順序控制的整流器深度控制時(shí)，功率因數(shù)能夠得到一定程度的提高，但控制程度很淺時(shí)諧波較大，對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的危害也較大。本文將針對(duì)多重聯(lián)結(jié)整流器不同控制深度時(shí)功率因數(shù)和諧波進(jìn)行定量分析，得到最佳的控制策略并通過仿真及實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

1不同控制方式的多重聯(lián)結(jié)整流器諧波電流的定量分析

圖1　變流器主電路Fig.1　Inverter main circuit

圖2　α1=0°α2=30°時(shí)輸入側(cè)電流波形Fig.2　α1=0°α2=30° input side current waveform

(1)

式中：Id為整流器輸出直流電流；ω為電源角頻率，這里為100π。

運(yùn)用疊加原理得網(wǎng)側(cè)總電流為

(2)

通過式(2)可見，采用順序控制的整流變壓器輸入側(cè)電流中，5、7、17、19…次諧波依然存在，各次諧波的幅值都與Δα有關(guān)。

諧波電流含量的大小是諧波分析的關(guān)鍵。

電流諧波含量IH為

(3)

電流總畸變率THDi為

(4)

基波電流有效值

(5)

只要求出輸入側(cè)的線電流有效值IA，就可求出IH。

圖3　不同Δα?xí)r的網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.3　Net side current waveform under different Δα

當(dāng)0°≤Δα≤30°時(shí)，IA為

(6)

150°≤Δα≤180°時(shí)，IA為

(7)

經(jīng)以上分析可知，Δα在0°～30°和150°～180°區(qū)間內(nèi)，輸入側(cè)電流有效值是一恒值。

當(dāng)30°<Δα<90°時(shí)

當(dāng)90°<Δα<150°時(shí)

可得兩個(gè)區(qū)間內(nèi)電流有效值相同。即

(8)

將式(5)、式(6)、式(7)、式(8)代入式(3)，可得Δα在各區(qū)間的IH為

(9)

據(jù)式(9)繪出IH=f(Δα)曲線如圖4所示。通過圖4可以看出，諧波電流含量在Δα=30°時(shí)最大，為0.468Id，在Δα=150°時(shí)最小，為0.125Id。Δα在30°～150°區(qū)間內(nèi)波谷和波峰出現(xiàn)在65.08°和114.92°處，對(duì)應(yīng)的諧波含量標(biāo)幺值為 0.291和0.388。Δα=0°即同步控制時(shí)為0.237。所以，在制定控制策略時(shí)應(yīng)避免使Δα=30°。

圖4　IH=f(Δα)曲線Fig.4　IH=f(Δα) curve

2不同控制方式的多重聯(lián)結(jié)整流器的功率因數(shù)分析

二重聯(lián)結(jié)順序控制整流器的功率因數(shù)為：λ=ξcosφ，式中ξ為基波因數(shù)，ξ=I1/IA。據(jù)式(5)～式(8)可求出不同Δα?xí)r的ξ值，基波因數(shù)ξ在0～0.989之間變化。cosφ中，φ可表示為

(10)

在順序控制中，一般一組橋的觸發(fā)角固定，另一組橋的觸發(fā)角變化，設(shè)α1固定，α2變化，則

(11)

可得各區(qū)間功率因數(shù)為

(12)

在0°≤Δα≤30°時(shí)

(13)

在30°<Δα<150°時(shí)

(14)

在150°≤Δα≤180°時(shí)

(15)

使兩種控制方式時(shí)整流輸出電壓相同。比較同步控制和順序控制的二重聯(lián)結(jié)整流器的功率因數(shù)。

令UdT、UdS分別為同步控制和順序控制時(shí)的輸出電壓，則

UdT=Udocosα,

式中：α為同步控制時(shí)的觸發(fā)角；Udo為α為零度時(shí)整流器的輸出電壓。

令UdT=UdS，得

將Δα=0代入式(5)、式(6)求出ξ，再將ξ代入λ=ξcosα可得與順序控制方案等效的同步控制方案的功率因數(shù)為

(16)

①為順序控制α1=0°，②為同步控制α1=0°,③為順序控制α1=30°，④為同步控制α1=30°。圖5　兩種控制方式下的功率因數(shù)曲線Fig.5　Power factor curves of two kinds of control modes

ΔαIA/IdI1/IdIH/IdTHDiξ01.5771.5590.2370.1520.989151.5771.5460.3130.2020.980301.5771.5060.4680.3110.955451.4831.4410.3520.2440.971601.3821.3500.2950.2180.977751.2731.2370.3020.2440.971901.1551.1030.3430.3110.9551051.0220.9490.3790.3990.9291200.8690.7800.3850.4940.8971350.6840.5970.3330.5590.8731500.4230.4040.1250.3110.9551650.4230.2040.3701.8200.482

據(jù)式(13)～式(16)，繪出α1=0°和α1=30°時(shí)兩種控制方式下的功率因數(shù)變化曲線示于圖5。結(jié)合前面的式(5)～式(9)可得出不同特殊角度時(shí)的IH、IA、I1、THDi，ξ值如表1所示。

在圖5所示曲線中，通過曲線①和②可對(duì)比順序控制α1=0°與同步控制的功率因數(shù)，當(dāng)Δα>30°時(shí)，兩種控制方式的功率因數(shù)相差較大，最大差在Δα=150°處，順序控制的功率為0.247，同步控制的功率因數(shù)為0.067相差0．18。通過曲線③和④可對(duì)比順序控制α1=30°與同步控制最小α=30°的功率因數(shù)，最大差值為0．072。在實(shí)際控制中一般最小α要不小于30°，所以順序控制的功率因數(shù)高的優(yōu)勢(shì)已基本失去。

3最佳控制策略

一般在要求可逆運(yùn)行的電氣設(shè)備中，為了防止逆變失敗，要設(shè)置最小逆變角，最小觸發(fā)一般取αmin=βmin=30°。這時(shí)Δα有可能經(jīng)常處在30°附近，由表1的數(shù)據(jù)分析可知，這時(shí)順序控制的諧波最大，諧波含量為0.468，THDi為0.31——對(duì)電網(wǎng)的危害也較大。而此時(shí)如果將控制方式由順序控制變?yōu)橥娇刂萍处う?0°,這時(shí)諧波含量為0.237,諧波含量減小了49.4%，THDi為0.152減小了51.1%，而Δα≤30°時(shí)順序控制與同步控制的功率因數(shù)基本相同，可見這時(shí)采用同步控制才是最佳的控制策略。電機(jī)在低速運(yùn)行時(shí)采用Δα=150°的控制方式，這時(shí)諧波含量?jī)H為0.125。

4仿真及實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，用Matlab軟件對(duì)二重聯(lián)結(jié)電路進(jìn)行仿真分析。系統(tǒng)參數(shù)如下：電源電壓380 V，變壓器漏感1 mH,負(fù)載10 Ω，0.1 mH。仿真結(jié)果如圖6所示,每個(gè)小圖中上面為網(wǎng)側(cè)電流波形，下面為網(wǎng)側(cè)電流的1～50次諧波含量的柱狀圖，單位為占基波電流含量的百分比。

圖6　不同Δα?xí)r輸入電流波形及諧波含量分析結(jié)果Fig.6　　　　Input current waveform and harmonic content　　　 analysis under different Δα

通過分析仿真結(jié)果可得：在α1=α2=30°時(shí)THD=15.14%，α1=α2=60°時(shí)THD=15.05%，可知同步控制時(shí)網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量較小，而在α1=30°，α2=60°即Δα=30°時(shí)網(wǎng)側(cè)電流的諧波含量最大THD=31.10%，而其它不同的Δα?xí)rTHD值也都大于同步控制。這也驗(yàn)證了淺度控制時(shí)網(wǎng)側(cè)電流諧波含量采用順序控制要高于采用同步控制。

同時(shí)在實(shí)驗(yàn)室利用一臺(tái)3.7 kW直流它勵(lì)電機(jī)，采用二重聯(lián)結(jié)整流器對(duì)其進(jìn)行供電，采用不同Δα控制，用HIOKI 3194馬達(dá)/諧波測(cè)試分析儀對(duì)變壓器二次側(cè)電流進(jìn)行分析，結(jié)果如圖7所示，圖中橫坐標(biāo)為1～50次諧波，縱坐標(biāo)為各次諧波占基波電流的百分比。由圖7可知采用同步控制即Δα=0時(shí)網(wǎng)側(cè)電流諧波含量最小。由圖7可得到與采用Matlab仿真一樣的結(jié)果，即淺度控制時(shí)應(yīng)采用同步控制。

圖7　不同Δα?xí)r網(wǎng)側(cè)電流諧波頻譜分析實(shí)測(cè)圖Fig.7　　　　Analysis chart of grid side current harmonics spectrum of different Δα

5結(jié)論

通過對(duì)順序控制的多脈動(dòng)整流器網(wǎng)側(cè)電流的諧波和功率因數(shù)的理論分析和仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果可得，Δα在0°～180°范圍內(nèi)時(shí)，輸入電流的諧波含量為三段連續(xù)函數(shù)，在Δα≤30°時(shí)，兩種控制方式的功率因數(shù)基本相等，而采用順序控制的整流器的輸入電流的諧波含量比同步控制時(shí)要大很多，在Δα=30°時(shí)差得最多，多了49.4%。這時(shí)采用同步控制對(duì)于多脈動(dòng)整流器來講是最優(yōu)控制；在Δα>30°時(shí)采用順序控制的整流器的功率因數(shù)比同步控制時(shí)要大，而輸入電流諧波含量方面，順序控制比同步控制大部分區(qū)間要大一些，而在Δα=150°時(shí)順序控制的輸入電流諧波含量達(dá)到最小,為0.125。所以對(duì)于大功率直流調(diào)速電源采用多脈動(dòng)整流器時(shí)，深度控制時(shí)采用順序控制，淺度控制時(shí)采用同步控制是最佳控制策略。這種控制策略可以在不降低功率因數(shù)的前提下大幅度地減小網(wǎng)側(cè)電流諧波含量，減小了對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，增加了電機(jī)的保用壽命，同時(shí)還提高了系統(tǒng)調(diào)速性能，是大功率多脈動(dòng)晶閘管整流器的最佳控制策略。

參 考 文 獻(xiàn):

[1]FANG Changshi, FANG Hua. Study on the double connection of modified bridge rectifier with power factor improvement[J].IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 126(11)：1479-1485.

[2]RENDUSARA D A, VON Jouanne A, ENJETI P N, et al. Design considerations for 12-pulse diode rectifier systems operating under voltage unbalance and pre-existing voltage di stort ion with some corrective measures[J].IEEE Transactions on Industry Applications,1996, 32(6)：1293-1303.

[3]FARRER W.Significant source harmonic reduction achieved using direct parallel connection of two 6-pulse converters[J].IEE Proceedings-Electric Power Applications,2006, 153(2)：167-176.

[4]ZARGARI N R, XIAO Yuan, WU Bin. A multilevel thyristor rectifier with improved power factor[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1997,33(5)：1208-1213.

[5]CHIVITE Zabalza F J, FORSYTH A J, TRAINER D R. A simple passive 24-pulse AC-DC converter with inherent load balancing[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(2)：430-439.

[6]方昌始，方華.具有功率因數(shù)改善的晶閘管多相變流器的研究[J].大功率變流技術(shù)，2009,6:24-26.

FANG Changshi,FANG Hua.Research on thyristor multi-phase converter with power factor improvement[J].Converter Technology & Electric Traction,2009,6:24-26.

[7]羅全明，高聰哲，周雒維.一種ZVT無整流橋Boost功率因數(shù)校正[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2010,10：44-46.

LUO Quanming,GAO Congzhe,ZHOU Luowei. Zero-voltage-transition bridgeless boost PFC[J]. Electric Machines and Control,2010,10:44-46.

[8]姚駿，廖勇，李輝,等.直驅(qū)永磁同步發(fā)電機(jī)單位功率因數(shù)控制[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào),2010,6：13-16.

YAO Jun,LIAO Yong,LI Hui,et al.Unity power factor control of a direct-driven permanent magnet synchronous wind-power genrator[J].Electric Machines and Control,2010,6:13-16.

[9]BIMAL K BOSE.現(xiàn)代電子學(xué)與交流傳動(dòng)[M]. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2013.

[10]RIK De Doncker. 先進(jìn)電氣驅(qū)動(dòng)的分析、建模與控制[M]．北京:機(jī)械工業(yè)出版社，2013．

[11]BORIS Luis Corral Martinez,李睿,馬柯,等.三相四線整流器的中線電流控制[J].電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2009，5：420-422.

BBORIS Luis Corral Martinez,LI Rui,MA Ke,et al. Entral current control on three-phase four-wire rectifier[J].Electric Machines and Control,2009,5:420-422.

[12]王仕韜，張達(dá)敏，呂征宇，等．具有快速電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)的晶閘管整流控制器[J]．浙江大學(xué)學(xué)報(bào):工學(xué)版，2012(2):189-193.

WANG Shitao, ZHANG Damin, LU Zhengyu, et al.Current-source thyristor rectifier controller with fast current response[J].Journal of Zhejiang University:Engineering Science,2012(2):189-193.

[13]SEUNG Ki Sul.電機(jī)傳動(dòng)系統(tǒng)控制[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社，2013.

[14]LIN W M,SU T J,WU R C.Parameter identification of induction machine with a starting no-load low-voltage test[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2012, 59(1): 352-360.

(編輯：劉琳琳)

Control strategy of high power multiple connection dc power

JIAO Wen-liang1,2，WANG Xu-dong1，NA Ri-sha1，ZHOU Kai1，SUI Xin1

(1.School of Electrical and Engineering,Harbin University of Science and Technology,Harbin 150080,China; 2.School of Electrical and Control,Heilongjiang University of Science and Technology ,Harbin 150027,China)

Abstract:High power DC speed control power supply which can improve the power factor is a kind of multiple connection rectifier using sequential control, but it brings the grid large harmonic which cannot be ignored in shallow control.Wave and theory of the input side current，harmonic, total factor of harmonic distortion, fundamental wave factor and power factor were contrastively analyzed.Moreover, the best control strategy of reducing harmonic was also proposed through the calculating formula. For the control of high power multiple connection rectifier, the best control strategy is to use sequential control in depth control and synchronous control (parallel control) in shallow control which proved by simulation and experiment. In this method, harmonic is greatly reduced but the power factor is the same.

Keywords:power factor; multiple connection; sequential control; the harmonic

收稿日期:2014-07-03

基金項(xiàng)目：哈爾濱市應(yīng)用技術(shù)研究與開發(fā)項(xiàng)目(2015RAQXJ058)

作者簡(jiǎn)介：焦文良(1971—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；王旭東(1958—)，男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；那日沙(1982—)，男，博士，研究方向電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制。

通訊作者:焦文良

DOI:10.15938/j.emc.2016.05.008

中圖分類號(hào):TM 921

文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A

文章編號(hào):1007-449X(2016)05-0053-07