用于電動(dòng)汽車充電的單相PWM整流器調(diào)制方式研究

孫向東，楊惠，李佳，任碧瑩（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048）

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用于電動(dòng)汽車充電的單相PWM整流器調(diào)制方式研究

孫向東，楊惠，李佳，任碧瑩
（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048）

摘要：針對(duì)用于電動(dòng)汽車充電的單相電壓型PWM整流器，對(duì)其單極性調(diào)制方式和雙極性調(diào)制方式進(jìn)行了對(duì)比研究，結(jié)合兩種調(diào)制方式的優(yōu)點(diǎn)，提出了單極性調(diào)制與雙極性調(diào)制相結(jié)合的混合調(diào)制方式，解決了單相電壓型PWM整流器在單極性調(diào)制時(shí)過(guò)零點(diǎn)附近電流畸變較大和雙極性調(diào)制時(shí)電路開(kāi)關(guān)損耗較大的問(wèn)題。搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了混合調(diào)制方式的可行性和正確性。

關(guān)鍵詞：PWM整流器；混合調(diào)制方式；開(kāi)關(guān)損耗；電流畸變

在我國(guó)，電動(dòng)汽車的發(fā)展備受政府和汽車行業(yè)的關(guān)注，政府已出臺(tái)多個(gè)補(bǔ)助政策來(lái)推廣電動(dòng)汽車，在多個(gè)省市投資建設(shè)電動(dòng)汽車充電站，來(lái)確保電動(dòng)汽車用戶的利益［1］。充電站的核心設(shè)備是AC/DC整流電路，整流電路的發(fā)展經(jīng)歷了不控整流、相控整流到PWM整流的發(fā)展歷程，其中PWM整流器不僅解決了不控整流和相控整流中功率因數(shù)低、網(wǎng)側(cè)電流畸變嚴(yán)重的問(wèn)題，同時(shí)還具備能量雙向流動(dòng)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快的優(yōu)點(diǎn)［1］，因此被廣泛應(yīng)用于不間斷電源、電動(dòng)汽車充電樁、可再生能源等系統(tǒng)中［2-4］。

圖1為單相電壓型PWM整流器用于電動(dòng)汽車充電的電路框圖，假設(shè)電動(dòng)汽車內(nèi)部的儲(chǔ)能系統(tǒng)由超級(jí)電容器和鋰電池混合組成，每個(gè)儲(chǔ)能介質(zhì)由各自的雙向DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)充電控制。本文主要研究圖1所示的單相PWM整流器處于整流狀態(tài)時(shí)的調(diào)制方式。

圖1　單相PWM整流器用于電動(dòng)汽車充電的電路框圖Fig.1 Circuit diagram of a single-phase PWM rectifier for electric vehicle charging

對(duì)于單相電壓型PWM整流器而言，傳統(tǒng)的PWM調(diào)制方式有兩種，即雙極性調(diào)制與單極性調(diào)制［5］。采用單極性調(diào)制方式時(shí)，每個(gè)周期內(nèi)只有2個(gè)開(kāi)關(guān)管交替開(kāi)通，而其余兩管一直關(guān)斷，因此可以降低開(kāi)關(guān)損耗，但網(wǎng)側(cè)電感電流波形存在過(guò)零點(diǎn)失真問(wèn)題。而采用雙極性調(diào)制方式時(shí)，每個(gè)周期內(nèi)4個(gè)開(kāi)關(guān)管都處于交替開(kāi)關(guān)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗相對(duì)較大，但其網(wǎng)側(cè)電感電流波形不存在失真問(wèn)題，正弦度高［6-7］。針對(duì)兩種調(diào)制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，本文提出單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制相結(jié)合的混合調(diào)制方式，既可以降低開(kāi)關(guān)損耗，也可以解決單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流過(guò)零點(diǎn)失真的問(wèn)題，從而提高整流器的效率。

1　單極性調(diào)制方式分析

單相全橋電壓型PWM整流器采用單極性調(diào)制方式時(shí)，其交流側(cè)電壓v(t)將在0，Vdc或0，-Vdc間切換［5-6］。下面以T1，T2管交替開(kāi)通，T3，T4管一直關(guān)斷為例進(jìn)行說(shuō)明。不同開(kāi)關(guān)模式下電流回路見(jiàn)圖2。

圖2　單極性調(diào)制時(shí)不同開(kāi)關(guān)模式下的電流回路Fig.2 Current flowing paths in different switching modes for the unipolar modulation

在交流側(cè)基波電壓正半周時(shí)，V(t)將在0， Vdc間切換，開(kāi)關(guān)管T1一直關(guān)斷，通過(guò)PWM控制T2管的通斷來(lái)控制輸出電壓。當(dāng)T2開(kāi)通時(shí)等效電路如圖2a所示，當(dāng)T2關(guān)斷時(shí)等效電路如圖2b所示，整個(gè)過(guò)程相當(dāng)于Boost升壓電路。

在交流側(cè)基波電壓負(fù)半周時(shí)，v(t)將在0，-Vdc間切換，開(kāi)關(guān)管T2一直關(guān)斷，通過(guò)PWM控制T1管的通斷來(lái)控制輸出電壓。當(dāng)T1開(kāi)通時(shí)等效電路如圖2c所示，當(dāng)T1關(guān)斷時(shí)等效電路如圖2d所示，整個(gè)過(guò)程相當(dāng)于Boost升壓電路。

同理，當(dāng)T3，T4管交替開(kāi)通，T1，T2管一直關(guān)斷時(shí)，電路工作原理類似。

由以上分析可知，設(shè)輸入電壓為Vin，電感為L(zhǎng)，占空比為d1。

當(dāng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)：

當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)：

則在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流與輸入電壓、占空比之間的關(guān)系式為

單極性調(diào)制時(shí)只需對(duì)上橋臂全控型開(kāi)關(guān)管T1和T2（或下橋臂全控型開(kāi)關(guān)管T3和T4）進(jìn)行PWM控制。其余兩管可以采用不控二極管，若采用全控型器件，則只需一直關(guān)斷即可，進(jìn)而可以降低電路成本和開(kāi)關(guān)損耗。由單極性調(diào)制時(shí)的4種工作模式可以看出，單極性調(diào)制時(shí)會(huì)存在電感電流過(guò)零點(diǎn)失真問(wèn)題，造成電流失真的原因?yàn)椋涸谶^(guò)零點(diǎn)時(shí)刻脈沖寬度過(guò)窄，因此過(guò)零點(diǎn)附近一定寬度內(nèi)電感電流為0，造成電流波形失真，如圖3所示。

圖3　單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流失真波形Fig.3 Distortion waveforms of the grid current for the unipolar modulation

2　雙極性調(diào)制方式分析

單相全橋電壓型PWM整流器采用雙極性調(diào)制方式時(shí)，交流側(cè)電壓v(t)將在Vdc與-Vdc間切換，以實(shí)現(xiàn)交流側(cè)電壓的PWM控制。存在4種工作模式［5］。

模式1：當(dāng)T2，T3開(kāi)通時(shí)，交流側(cè)電壓v(t)為-Vdc，網(wǎng)側(cè)電感端電壓大于0，這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)和直流側(cè)電容同時(shí)使電感磁能增大，從而使網(wǎng)側(cè)電流增加，i(t)＞0，其等效電路如圖4a所示。

模式2：當(dāng)4個(gè)開(kāi)關(guān)管都關(guān)斷時(shí)，由于i(t)＞0，回路電流經(jīng)過(guò)T1，T4的反并聯(lián)二極管續(xù)流，交流側(cè)電壓v(t)為Vdc。若e(t)，i(t)同相，則網(wǎng)側(cè)電感端電壓小于0，因此，這時(shí)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)與網(wǎng)側(cè)電感共同向直流側(cè)電容充電，網(wǎng)側(cè)電感磁能減小，從而使網(wǎng)側(cè)電流衰減，其等效電路如圖4b所示。

模式3：當(dāng)T1，T4開(kāi)通時(shí)，交流側(cè)電壓v(t)為Vdc，i(t)＜0，工作原理不再詳述，其等效電路如圖4c所示。

模式4：當(dāng)4個(gè)開(kāi)關(guān)管都關(guān)斷時(shí)，由于i(t)＜0，回路電流經(jīng)過(guò)T2，T3的反并聯(lián)二極管續(xù)流，交流側(cè)電壓v(t)為-Vdc，工作原理不再詳述，其等效電路如圖4d所示。

圖4　雙極性調(diào)制時(shí)不同模式下的電流回路Fig.4 Current flowing paths in different switching modes for the bipolar modulation

由以上分析可知，設(shè)占空比為d2。

當(dāng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)：

當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)：

則在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，電感電流與輸入電壓、占空比之間的關(guān)系式為

對(duì)于雙極性調(diào)制而言，開(kāi)關(guān)管T1，T2，T3，T4都需為全控型器件，其中T1和T4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，T2和T3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，且同一橋臂上下兩管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)。因此1個(gè)周期內(nèi)4個(gè)開(kāi)關(guān)管都高頻動(dòng)作，開(kāi)關(guān)損耗大，其優(yōu)點(diǎn)是相同參數(shù)條件下，與單極性調(diào)制方式相比，電感電流更接近于正弦波。

3　單雙極性混合調(diào)制方式

結(jié)合單極性調(diào)制方式和雙極性調(diào)制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，提出單極性和雙極性結(jié)合的混合調(diào)制方式，在過(guò)零換相處使用雙極性調(diào)制方式，其余部分采用單極性調(diào)制方式，如圖5所示，在1個(gè)工頻周期內(nèi)t1—t2和t4—t5時(shí)間段采用單極性調(diào)制，其余時(shí)間段采用雙極性調(diào)制方式。這樣既可以得到正弦度較高的電流波形，又可以一定程度上降低開(kāi)關(guān)損耗，從而提高整流器的效率。

圖5　混合調(diào)制區(qū)間劃分Fig.5 Interval division of the hybrid modulation

采用混合調(diào)制方式時(shí)，如何選取單極性和雙極性調(diào)制的切換點(diǎn)是關(guān)鍵，由式（3）和式（6）可知電感儲(chǔ)存相同能量時(shí)d1=2d2，即相同占空比時(shí)，雙極性調(diào)制時(shí)電感儲(chǔ)存能量比單極性調(diào)制時(shí)多。

顯而易見(jiàn)，雙極性調(diào)制的時(shí)間必須大于等于過(guò)零點(diǎn)電流波形失真的時(shí)間段，雙極性調(diào)制時(shí)間越長(zhǎng)，電網(wǎng)電流波形正弦度越好，但開(kāi)關(guān)損耗相對(duì)增大，所以雙極性調(diào)制區(qū)間的長(zhǎng)短需綜合考慮電流諧波和開(kāi)關(guān)損耗要求，選擇一個(gè)最優(yōu)區(qū)間，使得在過(guò)零點(diǎn)時(shí)刻電感能量剛好為零。滿足電流諧波畸變率要求的情況下，雙極性調(diào)制時(shí)間最短，從而使得開(kāi)關(guān)損耗降到最低，系統(tǒng)效率達(dá)到最高。實(shí)際上，針對(duì)不同的電流有效值，用實(shí)驗(yàn)方法找到對(duì)應(yīng)的兩種調(diào)制方式的切換點(diǎn)，制成表格，采用查表和線性插值方法實(shí)現(xiàn)兩種調(diào)制方式的近似最優(yōu)切換，使得電流THD滿足要求的同時(shí)，開(kāi)關(guān)損耗較小。

4　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)參數(shù)：電網(wǎng)電壓220 V，通過(guò)單相調(diào)壓器給電路供電，濾波電感10 mH，母線支撐電容1 000 μF，由于假設(shè)電動(dòng)汽車內(nèi)部的儲(chǔ)能介質(zhì)由雙向DC/DC變換器進(jìn)行控制恒流充電，在整流電壓保持一定的前提下，充電過(guò)程可以等效為對(duì)電阻負(fù)載進(jìn)行供電，所以用電阻負(fù)載進(jìn)行模擬充電實(shí)驗(yàn)，電阻為100 Ω。

4.1單極性調(diào)制實(shí)驗(yàn)

圖6為單極性調(diào)制時(shí)實(shí)驗(yàn)波形，其中CH1通道為電網(wǎng)電壓波形，CH2通道為電網(wǎng)電流波形，CH4通道為直流母線電壓波形；圖7為單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果。

圖6　單極性調(diào)制時(shí)實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms for the unipolar modulation

圖7　單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果Fig.7 THD analysis of the grid current for the unipolar modulation

由圖6可知單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電壓與電網(wǎng)電流同頻同相，直流母線電壓穩(wěn)定于195 V，但電感電流存在過(guò)零點(diǎn)畸變問(wèn)題。由圖7可知單極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流THD為16.5%。

4.2雙極性調(diào)制實(shí)驗(yàn)

圖8為雙極性調(diào)制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，其中CH1通道為電網(wǎng)電壓波形，CH2通道為電網(wǎng)電流波形，CH4通道為直流母線電壓波形；圖9為雙極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果。

由圖8可知，雙極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流波形不存在過(guò)零點(diǎn)畸變問(wèn)題，且與電網(wǎng)電壓同頻同相，直流母線電壓穩(wěn)于193 V。由圖9可知雙極性調(diào)制時(shí)電感電流THD為2.52%。

由雙極性調(diào)制時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，雙極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流波形明顯好于單極性調(diào)制，不存在電流過(guò)零點(diǎn)畸變問(wèn)題。

圖8　雙極性調(diào)制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms for the bipolar modulation

圖9　雙極性調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果Fig.9 THD analysis of the gird current for the bipolar modulation

4.3混合調(diào)制方式實(shí)驗(yàn)

圖10為混合調(diào)制時(shí)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，CH1為開(kāi)關(guān)管T2的驅(qū)動(dòng)波形，CH2為開(kāi)關(guān)管T3的驅(qū)動(dòng)波形，CH3為開(kāi)關(guān)管T1的驅(qū)動(dòng)波形。由圖10驅(qū)動(dòng)波形可知，在過(guò)零點(diǎn)處為雙極性調(diào)制方式，其余時(shí)間為單極性調(diào)制。

圖10　混合調(diào)制方式時(shí)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形Fig.10 Drive signals of the power switches under the hybrid modulation

圖11為采用混合調(diào)制方式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形；圖12為采用混合調(diào)制方式時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果。

由圖11可知混合調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，且其過(guò)零點(diǎn)不存在電流畸變問(wèn)題。由圖12可知混合調(diào)制時(shí)電網(wǎng)電流THD為4.35%。

圖11　混合調(diào)制方式時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms for the hybrid modulation

圖12　混合調(diào)制方式時(shí)電網(wǎng)電流諧波分析結(jié)果Fig.12 THD analysis of the grid current for the hybrid modulation

由實(shí)驗(yàn)所得電網(wǎng)電流THD可知，相同參數(shù)下混合調(diào)制方式時(shí)電網(wǎng)電流THD介于單獨(dú)采用單極性或雙極性調(diào)制方式之間，相對(duì)于單極性調(diào)制而言，混合調(diào)制方式大幅減少電流THD；相對(duì)于雙極性調(diào)制而言，可降低開(kāi)關(guān)損耗，利于提高系統(tǒng)效率。

5　結(jié)論

采用單極性調(diào)制與雙極性調(diào)制相結(jié)合的混合式調(diào)制方式，不僅可以解決單極性調(diào)制時(shí)過(guò)零點(diǎn)電流畸變的問(wèn)題，提高電流正弦度，而且可以解決雙極性調(diào)制時(shí)開(kāi)關(guān)損耗較大的問(wèn)題。在實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)，對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染小目的的同時(shí)，可以提高PWM整流器的效率。

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修改稿日期：2015-10-19

Study on Modulation Method of a Single-phase PWM Rectifier for Electric Vehicle Charging

SUN Xiangdong，YANG Hui，LI Jia，REN Biying
（Faculty of Automation and Information Engineering，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China）

Abstract:The performance comparison of the unipolar modulation and bipolar modulation of a single-phase voltage-source-type PWM rectifier for electric vehicle charging were studied. Combining the advantages of both modulation，a hybrid modulation method composed of the unipolar modulation and bipolar modulation was proposed，the zero-crossing current distortion problem for the unipolar modulation and the more switching loss problem for the bipolar modulation were solved. An experimental platform was made，the feasibility and correctness of the proposed hybrid modulation method are verified by the experimental results.

Key words:PWM rectifier；hybrid modulation method；switching loss；current distortion

收稿日期：2015-03-26

作者簡(jiǎn)介：孫向東（1971-），男，博士，教授，Email：sxd1030@163.com

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51477139）；陜西省重點(diǎn)學(xué)科建設(shè)基金（105-5X1201）；陜西省協(xié)同創(chuàng)新基金（2014XT-19）

中圖分類號(hào)：TM461

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A