級(jí)聯(lián)非隔離光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流抑制方法

閆海云，王萍，薛利坤，韓富強(qiáng)，亓才（天津大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，天津300072）

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級(jí)聯(lián)非隔離光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流抑制方法

閆海云，王萍，薛利坤，韓富強(qiáng)，亓才
（天津大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，天津300072）

摘要：在非隔離光伏系統(tǒng)中，漏電流的抑制是需要解決的關(guān)鍵問(wèn)題之一。基于H橋級(jí)聯(lián)逆變器電路，對(duì)級(jí)聯(lián)非隔離光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生機(jī)理和流通路徑展開(kāi)分析。為了探討不同調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)漏電流的抑制作用，搭建4種調(diào)制策略的系統(tǒng)仿真模型。在此基礎(chǔ)上提出在各模塊直流側(cè)增加EMI濾波器以及適當(dāng)提高開(kāi)關(guān)頻率的解決方法，最后搭建PSIM仿真模型，并對(duì)漏電流波形及其有效值進(jìn)行了對(duì)比分析，證明了上述理論和方法的有效性。

關(guān)鍵詞：級(jí)聯(lián)逆變器；共模；漏電流；光伏系統(tǒng)

光伏發(fā)電系統(tǒng)在新能源領(lǐng)域占據(jù)主導(dǎo)地位。光伏逆變器作為連接光伏電池板與電網(wǎng)的核心設(shè)備，對(duì)光伏發(fā)電系統(tǒng)起決定性作用。隔離型光伏逆變器雖然通過(guò)電氣隔離抑制了漏電流的流通，但會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)成本和損耗的增加，同時(shí)不利于大功率應(yīng)用，因此非隔離型光伏逆變器一直是人們關(guān)注的熱點(diǎn)［1］。

H橋級(jí)聯(lián)多電平逆變器（H-bridge cascaded multilevel inverter—HB-CMI）電路是由多個(gè)兩電平H橋逆變器結(jié)構(gòu)單元串聯(lián)構(gòu)成［2］，這種逆變器具有諸多優(yōu)點(diǎn)：1）設(shè)計(jì)靈活、易于模塊化、容易擴(kuò)展，直流側(cè)的直流電源相互獨(dú)立；2）更適合高功率、高電壓電路；3）逆變器的輸出電平數(shù)可更加靈活；4）隨著逆變器級(jí)聯(lián)數(shù)目的增加，逆變器的輸出電壓將更加接近于正弦，有利于濾波器的體積減小，因此HB-CMI應(yīng)用于較大功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有一定的優(yōu)勢(shì)。但是非隔離型HB-CMI和電網(wǎng)無(wú)電氣隔離，會(huì)形成具有較低阻抗的漏電流循環(huán)路徑，產(chǎn)生的漏電流不僅會(huì)引起電磁干擾（electromagnetic interference—EMI）、并網(wǎng)電流的畸變等問(wèn)題，同時(shí)也會(huì)對(duì)設(shè)備和人身安全造成危害。

目前對(duì)漏電流抑制方法的研究，單相拓?fù)涞难芯肯鄬?duì)較多，級(jí)聯(lián)多電平拓?fù)溲芯枯^少。文獻(xiàn)［3-5］中通過(guò)改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得共模輸出電壓保持不變來(lái)消除漏電流，文獻(xiàn)［6］中通過(guò)考慮單相全橋并網(wǎng)逆變器寄生參數(shù)高頻等效模型，采用合適的SPWM調(diào)制技術(shù)抑制漏電流，文獻(xiàn)［7］中提出插入共模電感和共模變壓器抑制漏電流的方法，文獻(xiàn)［8］中提出了一種調(diào)制策略抑制HB-CMI光伏系統(tǒng)產(chǎn)生的漏電流，同時(shí)設(shè)計(jì)合適的電磁干擾濾波器能有效抑制開(kāi)關(guān)電源中的電磁干擾［9］。開(kāi)關(guān)頻率的高低對(duì)EMI濾波器的設(shè)計(jì)起著決定性作用，文獻(xiàn)［10］中揭示了開(kāi)關(guān)頻率的升高會(huì)提高共模濾波器和差模濾波器的截止頻率，從而影響濾波效果；同時(shí)隨著變換器工作頻率的升高，濾波器的體積會(huì)大幅度減小，但是對(duì)開(kāi)關(guān)管的特性要求也就越高，導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低。

本文通過(guò)分析HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生原因，建立了系統(tǒng)共模等效電路，從調(diào)制策略、改進(jìn)EMI濾波器參數(shù)和位置以及適當(dāng)提高工作頻率3個(gè)方面，探討其對(duì)共模干擾的抑制作用，最后得出結(jié)論。

1　系統(tǒng)漏電流的形成機(jī)理

在非隔離型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，組件與電網(wǎng)之間存在直接的電氣連接，使寄生電容、光伏發(fā)電變流系統(tǒng)和電網(wǎng)三者之間形成回路從而產(chǎn)生漏電流。非隔離型HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)電路及其等效模型如圖1a所示，光伏電池板與大地之間的寄生電容為Cpvi，i=1，2，…，n。在逆變器的輸出端有2個(gè)對(duì)稱的差模濾波電感：L1，L2。寄生電容的大小與系統(tǒng)所處的外部環(huán)境、光伏電池板的尺寸以及安裝結(jié)構(gòu)等因素有關(guān)，一般為50～150 nF/kW［1］，在潮濕環(huán)境下可達(dá)200 nF/kW，德國(guó)VDE0126—1—1標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定：當(dāng)漏電流超過(guò)300 mA時(shí)，并網(wǎng)逆變器必須與電網(wǎng)斷開(kāi)［9］。為了揭示漏電流的產(chǎn)生原因，首先建立了系統(tǒng)共模模型，級(jí)聯(lián)非隔離型光伏發(fā)電系統(tǒng)的等效電路如圖1b所示，全橋拓?fù)涞拿總€(gè)橋臂可等效為1個(gè)電壓源（即噪聲源），并分別定義為Vai，Vbi，i=1，2，…，n，可以看出Vai和Vbi實(shí)際為PWM脈寬調(diào)制電壓。

由于存在多個(gè)共地點(diǎn)和多個(gè)寄生電容，在級(jí)聯(lián)多電平變換器中會(huì)形成多個(gè)漏電流的循環(huán)回路，如圖1b虛線框所示。這些回路可以分成兩種：一種是通過(guò)寄生電容、逆變橋、濾波電感和電網(wǎng)之間形成的回路；另一種是在逆變器橋臂之間形成的內(nèi)部回路，在這種回路中忽略電感，只考慮寄生電容的作用，高頻PWM電壓會(huì)產(chǎn)生脈沖式的漏電流。與傳統(tǒng)逆變器相比，第2種漏電流回路只有在級(jí)聯(lián)型逆變器中存在，因此如果采用在逆變器輸出側(cè)增加EMI濾波器的抑制方法將不能有效地消除系統(tǒng)漏電流。

圖1　HB-CMI光伏系統(tǒng)電路及其等效電路Fig.1 HB-CMI photovoltaic system circuit and its equivalent circuit

對(duì)于HB-CMI，定義第i個(gè)逆變器的差模電壓為Vdmi=Vai-Vbi，共模電壓為Vcmi=（Vai+Vbi）/2。將圖1b的等效電路簡(jiǎn)化為如圖2所示，Vai，Vbi用Vdmi和Vcmi代替，得到系統(tǒng)的共模等效模型。由于在級(jí)聯(lián)多電平變換器中逆變器橋臂之間會(huì)產(chǎn)生漏電流，由圖2可以看出該漏電流不僅由逆變器的共模輸出電壓決定，同時(shí)與差模電壓有關(guān)。

圖2　級(jí)聯(lián)變換器光伏系統(tǒng)的共模等效模型Fig.2 The common-mode equivalent model of the cascaded inverter photovoltaic system

2　多載波調(diào)制策略

級(jí)聯(lián)逆變器常用的調(diào)制技術(shù)主要包括空間矢量調(diào)制技術(shù)、優(yōu)化階梯波寬度技術(shù)、多載波SPWM調(diào)制技術(shù)（也稱為載波層疊調(diào)制技術(shù)）和載波移相SPWM調(diào)制技術(shù)等［11］。其中多載波調(diào)制技術(shù)使用同一個(gè)調(diào)制波與多個(gè)載波進(jìn)行比較，根據(jù)載波相位可以分為以下3種方式：1）PD（phase disposition）調(diào)制；2）PO（phase opposition）調(diào)制；3）APO（alternative phase opposition）調(diào)制。

2.1 PD調(diào)制

如圖3a所示，PD調(diào)制原理是調(diào)制波與多個(gè)頻率、幅值、相位相同并按照連續(xù)的帶寬排序的三角波進(jìn)行比較后得到PWM信號(hào)。以調(diào)制波的中心為零軸，在正半周期，當(dāng)調(diào)制波幅值大于載波時(shí)，輸出便增加一個(gè)正電壓，否則電壓不變；在負(fù)半周期，當(dāng)調(diào)制波幅值小于載波時(shí)，輸出便增加一個(gè)負(fù)電壓。因此如果輸出電壓電平數(shù)為2N+1（N為正整數(shù)），則需要2N個(gè)頻率、幅值、相位相同、位置上下連續(xù)錯(cuò)開(kāi)的載波，且零軸上下載波個(gè)數(shù)相同。

2.2 PO調(diào)制

如圖3b所示，PO調(diào)制與PD調(diào)制相似，也需要多個(gè)頻率、幅值、相位相同并按照連續(xù)的帶寬排序的三角載波。但是零軸以上的載波與零軸以下的載波相位相反，而且載波正負(fù)方向?qū)盈B方式所需要的載波個(gè)數(shù)與級(jí)聯(lián)逆變器的單元個(gè)數(shù)的關(guān)系和載波正負(fù)方向?qū)盈B方式相同。

2.3 APO調(diào)制

如圖3c所示，APO調(diào)制與以上兩種方式相似，同樣的以零軸為對(duì)稱軸，只是上下相鄰的三角載波相位相反。

載波移相PWM控制的基本原理是采用具有相同的頻率調(diào)制比、幅度調(diào)制比和共同的正弦調(diào)制信號(hào)，但是各個(gè)逆變器單元的三角波相差θ（相對(duì)于載波信號(hào)），其中θ=π/N。此方法原理簡(jiǎn)單并易于理解，方法也相對(duì)比較成熟，一般適用于各級(jí)聯(lián)單元相同的逆變器。兩單元HB-CMI電路中，一相輸出的多個(gè)移相載波與同一正弦波的調(diào)制方法如圖3d所示，其中Ts是三角載波周期。

圖3　多載波調(diào)制和載波移相調(diào)制Fig.3 Multicarrier modulation and carrier phase shift modulation

3　不同調(diào)制策略的仿真分析

根據(jù)上節(jié)對(duì)HB-CMI調(diào)制策略的介紹與分析，為了進(jìn)一步對(duì)比研究載波移相調(diào)制技術(shù)和多載波調(diào)制技術(shù)對(duì)HB-CMI電路漏電流的抑制作用，基于PSIM仿真軟件搭建了二重HB-CMI電路仿真模型（如圖1所示）。仿真參數(shù)如下：?jiǎn)卧夥迦萘? kW，單元直流電壓相等且Vdc=120 V，寄生電容Cpv=150 nF，輸出濾波電感L=1.8 mH，三角載波頻率是3 kHz/6 kHz，調(diào)制波正弦波的頻率是50 Hz，電網(wǎng)電壓是220 V/50 Hz，系統(tǒng)仿真時(shí)間為0.06 s，仿真步長(zhǎng)為100 ns。輸出漏電流波形和寄生電容電壓波形如圖4所示。其中，I1為漏電流；I2為漏電流局部放大；Vcp為寄生電容電壓。而不同調(diào)制策略下系統(tǒng)漏電流的有效值IL（RMS）如表1所示。

圖4　fs=3 kHz時(shí)不同調(diào)制策略的仿真波形Fig.4 The simulation waveforms based on different modulation strategies when fs=3 kHz

表1　不同調(diào)制方式下的漏電流IL（RMS）Tab.1 Leakage current ILunder different modulation modes

由表1可以看出，PD調(diào)制控制下的HB-CMI電路的漏電流最大，PO調(diào)制控制方式下的輸出漏電流最小，由圖4d中可以看出PO調(diào)制控制下寄生電容兩端電壓變化范圍為固定值60 V，根據(jù)i=Cdu/dt，從而降低共模電流。仿真結(jié)果表明采用適合的調(diào)制策略對(duì)漏電流有一定的抑制作用，但是仍無(wú)法滿足漏電流小于300 mA的安全閾值要求。

4　漏電流抑制方法研究

在上節(jié)中仿真結(jié)果表明即使是相對(duì)較優(yōu)的調(diào)制策略仍不能使得系統(tǒng)漏電流降低至安全范圍內(nèi)。同時(shí)，本文在研究HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流產(chǎn)生機(jī)理時(shí)已知系統(tǒng)存在兩種漏電流流通回路。由于其存在內(nèi)部漏電流的循環(huán)路徑，因此該系統(tǒng)不能簡(jiǎn)單套用在逆變器的交流并網(wǎng)側(cè)增加EMI濾波器的抑制方法。

為此，本文提出在各單元模塊的直流側(cè)增加EMI濾波器的漏電流抑制方法，加入EMI濾波器（如圖5中虛線框內(nèi)的電路）之后HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)如圖5所示。

圖5　HB-CMI光伏系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)Fig.5 HB-CMI photovoltaic system circuit

圖5中的EMI濾波器包括差模電感Ldm1，Ldm2，差模電容Cdm1，Cdm2，共模電感Lcm1，Lcm2，共模電容Ccm1，Ccm2，Ccm3，Ccm4。為了驗(yàn)證EMI濾波器對(duì)共模電流的影響，搭建了基于PSIM的系統(tǒng)仿真模型，在文獻(xiàn)［12］中揭示了EMI濾波器參數(shù)的確定，濾波電容的容量要求越大越好，一般用于交流濾波器時(shí)，共模電容必須小于0.01 μF，如2 200～4 700 pF，差模電容要求取值在0.1～0.5 μF之間，差模電感和共模電感由插入損耗計(jì)算得出，仿真參數(shù)同上節(jié)，其中EMI濾波器的參數(shù)如下：差模電感Ldm1=Ldm2=100 μF，差模電容Cdm1=0.1 μF，Cdm2=0.2 μF，共模電感Lcm1=Lcm2=0.01 H（互感Mcm=0.009 H），共模電容Ccm1=Ccm2=Ccm3=Ccm4=2.2 nF。在fs=3 kHz條件下，漏電流的仿真輸出波形如圖6所示，其漏電流IL有效值如表2所示。

圖6　改進(jìn)后仿真實(shí)驗(yàn)波形（fs=3 kHz）Fig.6 The simulation waveforms after improved

表2　改進(jìn)后的漏電流IL（RMS）Tab.2 The leakage current IL（RMS）after improved

比較表1和表2輸出漏電流的有效值，表明加入EMI濾波器之后的HB-CMI電路對(duì)漏電流有很好的抑制作用，并且在PO方式控制下輸出的漏電流最小，在PD調(diào)制控制下輸出的漏電流最大。對(duì)圖5和圖6的漏電流仿真波形進(jìn)行對(duì)比可以看出，加入EMI濾波器之后，削除了由于過(guò)高du/dt和di/dt引起的漏電流尖峰，緩解了漏電流的周期脈動(dòng)，使漏電流在較小的范圍內(nèi)波動(dòng)，對(duì)高頻開(kāi)關(guān)引起的干擾信號(hào)有較好的抑制作用。

在此基礎(chǔ)上，在不明顯降低系統(tǒng)效率的前提下，開(kāi)關(guān)頻率適當(dāng)?shù)纳撸欣谠鰪?qiáng)EMI濾波器對(duì)共模電流的抑制作用并減小EMI濾波器體積。為了驗(yàn)證開(kāi)關(guān)頻率對(duì)EMI濾波器濾波效果的影響，本文分別對(duì)開(kāi)關(guān)頻率為3 kHz和6 kHz時(shí)系統(tǒng)輸出的漏電流有效值進(jìn)行了對(duì)比研究，不同工作頻率下系統(tǒng)漏電流有效值如表2所示。

仿真結(jié)果表明適當(dāng)?shù)奶岣唛_(kāi)關(guān)頻率，采用合理的調(diào)制控制方法，以及合理配置EMI濾波器位置與參數(shù)，將實(shí)現(xiàn)比較理想的漏電流抑制效果，從而保證系統(tǒng)在各種不同安裝環(huán)境和容量下均能滿足漏電流安全閾值的要求。

5　結(jié)論

通過(guò)分析HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)漏電流的產(chǎn)生機(jī)理，建立了系統(tǒng)的共模等效模型；在4種傳統(tǒng)調(diào)制技術(shù)基礎(chǔ)上，對(duì)比研究表明PO調(diào)制技術(shù)對(duì)漏電流的抑制效果最佳，但是仍無(wú)法保證漏電流降低至安全閾值范圍內(nèi)；在此基礎(chǔ)上提出在系統(tǒng)的每個(gè)單元直流側(cè)加入EMI濾波器，并且考慮開(kāi)關(guān)頻率對(duì)EMI濾波器的影響，結(jié)果表明在選擇較優(yōu)的調(diào)制策略前提下，通過(guò)在單元直流側(cè)增加合適的EMI濾波器，同時(shí)優(yōu)化設(shè)計(jì)系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率，即可對(duì)HB-CMI光伏發(fā)電系統(tǒng)的漏電流起到較好的抑制效果，保證不同安裝環(huán)境和容量下系統(tǒng)漏電流均滿足安全閾值要求。

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修改稿日期：2015-07-29

Leakage Current Suppression Method of Cascaded Transformerless PV System

YAN Haiyun，WANG Ping，XUE Likun，HAN Fuqiang，QI Cai
（School of Electrical Engineering & Automation，Tianjin University，Tianjin 300072，China）

Abstract:In the transformerless PV system，the inhibition of the leakage current is one of the major problems to be resolved. Based on the H-bridge cascade inverter circuit，the mechanism and path of the leakage current for the cascaded transformerless PV generation system were analyzed. In order to investigate the inhibitory effect of different modulation strategies on the leakage current，we set up a system simulation model based on four kinds of modulations. On this basis，a solution was put forward in which an EMI filter was set on the DC side of the module and the switching frequency was increased properly. Eventually，a simulation model based on PSIM was built，and the leakage current waveform and its effective value were analyzed in comparison，which can prove the effectiveness of the aforementioned theoretical research as well as processes.

Key words:cascaded inverter；common mode；leakage current；photovoltaic system

收稿日期：2015-04-28

作者簡(jiǎn)介：閆海云（1989-），女，碩士研究生，Email：914589712@qq.com

基金項(xiàng)目：國(guó)網(wǎng)總部科技項(xiàng)目《戶用光伏發(fā)電系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研究與示范應(yīng)用》（SGTJDK00DWJS1500098）

中圖分類號(hào)：TM464

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A