基于移相控制技術的納秒級高壓窄脈沖電源研究

虞超群， 嵇保健， 孫 柯， 臧 鵬， 王若冰

(1. 南京工業(yè)大學電氣工程與控制科學學院， 江蘇 南京 211816； 2. 南京航空航天大學電子信息工程學院， 江蘇 南京 210016)

基于移相控制技術的納秒級高壓窄脈沖電源研究

虞超群1， 嵇保健1， 孫 柯1， 臧 鵬2， 王若冰1

(1. 南京工業(yè)大學電氣工程與控制科學學院， 江蘇 南京 211816； 2. 南京航空航天大學電子信息工程學院， 江蘇 南京 210016)

設計了一種基于移相控制充電電路的納秒級高壓窄脈沖50kV電源，與傳統(tǒng)的變壓器加全橋整流組合開環(huán)控制相比，本方案的優(yōu)點是，不僅可實現(xiàn)對Marx電路進行恒壓限流充電控制，而且可對高壓窄脈沖的幅值和頻率進行調節(jié)。為降低發(fā)生器在放電時對前級電路造成的影響，利用電感值較大的特制電感進行前后級隔離。實驗結果和污染物處理數(shù)據(jù)表明，在輸入電壓500V、串聯(lián)100級電路時可以產(chǎn)生50kV、上升沿寬90ns的高壓窄脈沖，并對污染物有較好的處理效果。

移相控制； 納秒級； 窄脈沖； 驅動隔離同步

1 引言

脈沖放電等離子技術在污染物處理、電力系統(tǒng)高壓絕緣監(jiān)測等領域得到了深入研究和廣泛應用。但由于高壓脈沖的測量和功率器件耐壓值的限制，使得電壓等級難以得到提升。近幾年由于電力電子技術，特別是大功率的開關半導體技術的發(fā)展，高壓脈沖技術已經(jīng)開始應用于工業(yè)廢水、廢氣的處理中。和傳統(tǒng)的化學和生物處理方法相比，利用前沿陡峭、脈寬窄(納秒級)的高壓脈沖電暈放電產(chǎn)生大量的高能電子和O、OH等活性粒子來對有害物質進行氧化、降解處理更加環(huán)保和方便[1]。

高壓窄脈沖電源系統(tǒng)前級利用移相控制充電電路作為Marx發(fā)生器的輸入，和傳統(tǒng)的整流濾波加變壓器的組合作為輸入相比，不僅具有充電電壓可控、控制電路成熟和開關損耗低的優(yōu)點，而且充電電壓穩(wěn)定，可對電容進行快速充電，進而可以提高脈沖頻率，增強對污染物的處理效果；后級Marx電路則以導通損耗小、耐壓值高的IGBT和寄生電感值小、儲能密度大的電容作為其核心器件，與傳統(tǒng)的氣體開關相比，具有重復頻率高、壽命長和穩(wěn)定性高的優(yōu)點[2]。本文根據(jù)以上理論設計的50kV高壓脈沖電源采用IGBT作為主開關，并利用磁環(huán)將驅動信號進行高壓隔離和同步。

2 高壓直流窄脈沖電源系統(tǒng)設計

2.1 電源系統(tǒng)整體設計

高壓直流窄脈沖電源功率電路包括前級充電電路和100級Marx電路。前級最大輸出500V，高壓窄脈沖輸出50kV。目前很多DC/DC高壓輸出電源采用串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)諧振變換器實現(xiàn)，由于反應器工作過程處于兩種不同的狀態(tài)，所以當負載變化很大時電源輸出的穩(wěn)定性和可控性就是我們關注的焦點?；谝葡嗫刂萍夹g的全橋ZVS PWM變換器是目前應用最廣泛的拓撲之一，其前級DC/DC電源結合了并聯(lián)諧振技術和移相控制技術，不僅固定了開關頻率，利于元器件的設計和選擇，而且通過諧振技術實現(xiàn)開關管的ZVS導通和關斷，抑制了副邊二極管的寄生振蕩。后級采用100級Marx電路并聯(lián)進行充放電，其中采用IGBT[3]作為主電路開關，并將驅動信號通過磁環(huán)進行隔離。整個高壓電源系統(tǒng)組成如圖1所示。

圖1 高壓電源系統(tǒng)框圖Fig.1 High voltage power supply system

2.2 充電電路

在不改變全橋拓撲結構的基礎上，通過移相控制方法實現(xiàn)充電電路開關管的零電壓開關。在一般應用場合下，電源輸出為LC濾波模式，所以兩橋臂開關管實現(xiàn)ZVS相對容易[4,5]。充電電路結構如圖2所示。全橋電路由超前橋臂和滯后橋臂組成，C1～C4分別為開關管的并聯(lián)電容，Lr為變壓器一次側串聯(lián)諧振電感；C5為變壓器一次側串聯(lián)的隔直電容，用以防止高頻變壓器出現(xiàn)直流偏磁而使磁心飽和；D1、D2為二次側全波整流二極管，Lf和C6分別為輸出濾波電感和電容。超前橋臂與滯后橋臂間對管存在相位差，即移相角，通過控制移相角改變對管導通時間，以控制輸出電壓。

充電電路整個工作周期具有12個模態(tài)[6]，文獻[6]有具體的工作模態(tài)和諧振過程，這里不再贅述。利用基于移相控制技術的全橋電路作為后級Marx電路輸入的優(yōu)點如下：

(1)文獻[7]直接利用變壓器加全橋整流，輸出電壓不可調；而該充電電路可以通過控制移相角來改變輸出電壓，且控制方式成熟可靠。

(2)充電電路橋臂開關管易實現(xiàn)ZVS，可降低整個電源系統(tǒng)工作的開關損耗,同時也為整個系統(tǒng)高頻化和小型化提供條件。

(3)充電電路工作頻率為83kHz，遠大于脈沖放電頻率；且對輸出充電電壓恒壓限流控制，以保證充電電壓的穩(wěn)定，對電容快速充電。

基于移相控制的充電電路存在兩個關鍵技術：占空比丟失和副邊振蕩。在滯后橋臂開關動作后，由于諧振電感的作用，電流不能突變，只能緩慢降低，而副邊電流折算到原邊的值小于原邊電流，導致副邊二極管全部導通，變壓器副邊電壓為零，所以在這一段時間內副邊無輸出電壓。這樣在不改變變壓器匝比的情況下，會降低充電電壓范圍，影響脈沖電壓的幅值。在充電電路工作過程中，利用原邊漏感和諧振電感來實現(xiàn)諧振開關，但副邊二極管在關斷時會產(chǎn)生較大的反向恢復電流，在關斷的二極管兩端造成較大的電壓尖峰；副邊二極管過高電壓會造成不希望的EMI，從而也影響充電電壓的穩(wěn)定。可以選擇開關速度快、柔性系數(shù)大的整流管，或者在原邊加二極管鉗位，當副邊二極管電壓過沖值大于原邊電壓在副邊的折合值時，鉗位二極管導通，振蕩能量將減弱，以保證充電電壓的穩(wěn)定。

2.3 Marx級聯(lián)電路設計

單級Marx充電電路由一個開關管、一個電容和兩個電阻組成[8]，這里使用兩個二極管代替隔離電阻，不僅有更好的隔離效果，而且在充放電過程中可以減少很多熱損耗。圖3為5級Marx電路圖，每級電路采用IGBT來控制電容的充放電過程。相比較傳統(tǒng)的氣體開關，IGBT耐壓耐流值高、導通損耗很低且壽命長。

圖3 Marx發(fā)生器內部結構圖Fig.3 Internal schematic diagram of Marx generator

2.3.1 Marx電路工作模態(tài)

電路充電狀態(tài)如圖4所示。Marx電路中IGBT斷開，前級輸出通過電感給并聯(lián)的電容充電，使每個電容充電到Vin，圖4中實線即充電回路。此處利用電感將前后級隔離，同時也起到限流作用。

圖4 Marx發(fā)生器充電狀態(tài)Fig.4 Charging state of Marx generator

電路放電狀態(tài)如圖5所示。在同步隔離驅動作用下，Marx電路中IGBT導通，所有電容串聯(lián)對反應器放電，脈沖電壓峰值即所有電容充電電壓之和，放電回路圖5中實線。當Marx電路其中有一級IGBT出現(xiàn)故障時，這級二極管可以將電容和IGBT短路[9]，不影響其他級電路，電源可以繼續(xù)安全工作。

圖5 Marx發(fā)生器放電狀態(tài)Fig.5 Discharging condition of Marx generator

2.3.2 驅動電路設計

為避免高壓窄脈沖對驅動信號產(chǎn)生干擾，對DSP產(chǎn)生驅動信號部分可進行密閉處理，產(chǎn)生的驅動信號再通過信號放大電路進行放大。同時為滿足隔離要求，采用鐵粉芯材料磁心作為多路輸出驅動變壓器對驅動信號進行隔離。具體框圖如圖6所示。

圖6 驅動電路框圖Fig.6 Drive circuit of high power supply system

2.4 參數(shù)設計

2.4.1 充電電路參數(shù)設計

充電電路參數(shù)如表1所示。充電電路功率器件包括開關管、變壓器、隔直電容、諧振電感和整流二極管。由于MOSFET管具有較快的開關速度和較高的頻率，這里根據(jù)最大輸入電壓310V計算，留足裕量，取額定電壓為500V，根據(jù)輸出功率計算額定電流，選擇500V/8A的MOSFET管。

表1 參數(shù)指標Tab.1 Parameter design

變壓器設計時，為了滿足系統(tǒng)在最大條件下穩(wěn)定工作，變壓器匝比為1.7，選擇原邊電感量1.08mH，副邊電感量3.2mH。由于電路存在偏磁問題，會造成磁心的飽和，所以隔直電容根據(jù)經(jīng)驗公式應盡可能選擇高頻交流電容，容值越小越好，根據(jù)式(1)計算隔直電容Cb[10]：

(1)

式中，Vobp=0.2Vin為隔直電容電壓最大值；Ipomax為變壓器原邊電流最大值；Ton為最大占空比，取0.9。通過計算隔直電容取3μF。

諧振電感用來實現(xiàn)超前和滯后橋臂的軟開關，超前橋臂ZVS比較容易實現(xiàn)，設計滯后橋臂ZVS時，由于諧振電感值越大諧振效果越好，但是同時也會導致副邊出現(xiàn)占空比丟失的問題。為了實現(xiàn)超前橋臂的軟開關，諧振電感值須滿足式(2)：

(2)

式中，Lr為諧振電感值；ILr為超前橋臂諧振時原邊電流值；Clead為參與諧振的超前橋臂電容量；Vi為直流輸入電壓值。ILr通過理論計算和仿真，結合實際調試經(jīng)驗取80μH。副邊輸出最大電壓±600V，考慮到毛刺電壓所以選擇900V/10A的快恢復二極管DSEI90-10A作為副邊整流二極管。

2.4.2 級聯(lián)Marx電路設計

單級Marx電路充電電壓0～500V，Marx發(fā)生器級聯(lián)100級單元。考慮到充電電壓裕量及經(jīng)濟性的要求，IGBT選擇英飛凌公司的IHW30N90T,其額定漏源電壓900V，最大導通電流90A。正常工作時二極管需承受500V電壓，選擇DESI90-10A二極管。

在移相全橋輸出和Marx電路輸入之間電感的電感量主要根據(jù)式(3)計算[11]：

(3)

式中，tc為電容充電時間；T為周期時間；L為電感值；Ceq為Marx發(fā)生器總充電電容。充電時間小于脈沖電壓周期，所以最大電感值Lmax為：

(4)

式中，fmax為最大脈沖頻率。

在Marx電路放電階段，電感電流會有一個最大電流值，所以根據(jù)式(5)確定最小電感值Lmin：

(5)

式中，VLmax為電感電壓最大值；ΔTmax為放電時間；ΔILmax為流過電感L的最大電流。因此，電感值的選取需同時滿足式(4)和式(5)。

電容參數(shù)根據(jù)電容放電時間常數(shù)和脈沖寬度決定，根據(jù)式(6)和式(7)計算：

(6)

(7)

式中，Vo為脈沖電壓幅值；Cn為每個電容的容值；τ為放電時間；ΔVd為高壓脈沖最大降幅；ILoad為脈沖電壓輸出值最大時的負載電流；IL為電感電流。因此選用560nF/630V無極性電容。

3 仿真及實驗結果分析

3.1 Saber仿真分析

利用saber仿真軟件，對直流輸入500V，級聯(lián)4路Marx的情況進行仿真，具體電路如圖5所示。當輸入電壓為500V時，四級Marx發(fā)生器的輸出電壓可達2kV，仿真結果波形如圖7所示?？梢钥闯觯}沖輸出電壓2kV的上升沿大概50ns。

圖7 輸入500V時輸出脈沖仿真波形Fig.7 Simulated waveform of output pulse voltage of 500V input

3.2 實驗結果分析

以污染物處理反應器作為負載，當前級DC/DC輸出電壓達到300V和500V時，100級Marx電路輸出的脈沖電壓波形如圖8所示。峰值電壓為30kV和50kV，上升沿實測90ns。在前級DC/DC輸出電壓500V時，橋臂驅動及IGBT兩端電壓波形如圖9所示。可以看出充電電路實現(xiàn)了ZVS[12]。

圖8 輸出脈沖和充電電壓實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of output pulse voltage and charging voltage

實驗中以硝基苯(COD)污染物作為處理對象，當脈沖電壓幅值50kV時分別進行流體原水700PPS和900PPS情況下的污染物處理實驗，結果見表2。從實驗數(shù)據(jù)可知，50kV脈沖時，污染物濃度越高，處理次數(shù)越多，COD去除率越高，效果越好。

圖9 驅動電壓和漏源電壓波形Fig.9 Drive voltage and drain-source voltage

PH值水溫/℃電導率/(s/m)COD含量/(mg/L)COD去除率(%)未處理前625360206-700PPS處理1次62437016619.42處理2次62438013833.01處理3次62439012340.29未處理前628370644-900PPS處理1次62940043532.40處理2次62941032050.28處理3次62942030951.96

4 結論

高壓窄脈沖技術在環(huán)保應用和環(huán)境監(jiān)測領域的應用前景廣闊。本文將充電電路結合級聯(lián)的Marx發(fā)生器，設計了一種幅值和頻率可調的上升沿90ns、峰值電壓50kV的高壓窄脈沖電源。利用基于移相控制技術的充電電路作為Marx的輸入，一方面固定了開關頻率，方便功率器件的選型，另一方面利用諧振技術實現(xiàn)ZVS，不僅在充放電過程中充電電壓保持穩(wěn)定，而且降低了整個系統(tǒng)的開關損耗。本文的研究成果將為更高脈沖電壓和數(shù)字顯示控制的高壓窄脈沖電源的研制奠定基礎。

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Design of high voltage pulsed power generator based on technology of phase-shifted control

YU Chao-qun1, JI Bao-jian1, SUN Ke1, ZANG Peng2, WANG Ruo-bing1

(1. College of Electrical Engineering and Control Science, Nanjing TECH University, Nanjing 211816, China;2. College of Electronic and Information Engineering, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, China)

This paper presents a design of 50kV pulsed power generator based on technology of phase-shift with closed-loop control, which can make the pulse voltage with steep front and keep the direct voltage stability with no more burr voltage. Compared with the traditional design which is composed of transformer and full bridge rectifier with open-loop control, this kind of design can make the voltage and frequency variable. The whole power system based on phase-shift-bridge input is composed of 100 stages, and each stage consists of IGBT switch, fast recovery diode and capacitor. In charging process, each capacitor is charged through preceding stage circuit, and the switches close meanwhile. In discharging process, each capacitor is connected through switches, which improve the pulse voltage. Moreover, the inductor acts as an isolator between the DC input and the high voltage pulse output. The experimental results show that, when the input voltage is 500V, the proposed generator with series connected 100 Marx units can generate output pulse with 50kV-voltage and 90ns-rise time.

phase-shift; ns grade; narrow-pulse; synchronous and isolated drive signal

2016-01-15

江蘇省自然科學青年基金項目(BK20140944)

虞超群(1991-)， 男， 江蘇籍， 碩士研究生， 從事電力電子功率變換器、 新能源逆變器方面的研究； 嵇保健(1981-)， 男， 江蘇籍， 講師， 博士， 主要研究方向為電力電子技術及應用、 新能源并網(wǎng)技術。

TM832

A

1003-3076(2016)09-0055-05