一種新型原邊反饋反激式數(shù)字控制LED驅(qū)動電源設(shè)計(jì)*

顧星煜，史博文，趙保付，歐陽亦可，徐 申，孫偉鋒

(東南大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院，南京210096)

GU Xingyu，SHI Bowen，ZHAO Baofu，OUYANGYike，XU Shen*，SUN Weifeng

(Electronic Science and Engineering Department，SoutheastUniversity，Nanjing 210096，China)

隨著現(xiàn)代工業(yè)的迅速發(fā)展，氣候環(huán)境逐漸惡化，能源問題越來越引起世界的廣泛關(guān)注，節(jié)能降耗已經(jīng)成為新時期的一項(xiàng)重大戰(zhàn)略課題。而LED燈由于具有光效高、節(jié)能、壽命長等特點(diǎn)，越發(fā)顯示出其優(yōu)越性。為了滿足LED的工作特性，同時不對電網(wǎng)造成污染，LED驅(qū)動器需要實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)和恒流輸出。

傳統(tǒng)的反激式控制結(jié)構(gòu)中，需要利用光耦將輸出端的信號耦合到輸入端，并配合穩(wěn)壓器TL431形成閉環(huán)控制，實(shí)現(xiàn)恒流輸出［1－4］。但是這種方式所需元器件較多，占用空間較大，不符合目前產(chǎn)品小型化的發(fā)展趨勢。因此在反激式電路中，原邊反饋控制結(jié)構(gòu)成為目前主要的研究熱點(diǎn)［5］。

目前的原邊反饋單級PFC電源控制一般采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，出現(xiàn)了大量的模擬控制芯片產(chǎn)品，廣泛應(yīng)用于小功率電源與LED驅(qū)動系統(tǒng)中。但模擬控制存在控制策略固定、性能易受硬件特性影響、抗干擾性不強(qiáng)等缺點(diǎn)，使得原邊反饋反激式電源的性能提高比較緩慢。針對上述問題，數(shù)字控制的LED驅(qū)動電源逐漸成為近幾年的研究熱點(diǎn)。數(shù)字控制方式具有以下幾點(diǎn)優(yōu)勢:可以通過軟件方便地改變及改近控制策略，可編程性強(qiáng);減化電路的硬件結(jié)構(gòu)，使電路受電路硬件老化影響的概率降低;抗干擾性更強(qiáng)，克服了溫度漂移等模擬控制難以控制的缺點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)高精度及高可靠性［6－8］。

表1 本文設(shè)計(jì)電路和使用模擬芯片電路［9－10］性能對照表

本文采用數(shù)字控制方法，提出了一種新型的基于原邊反饋反激電源的數(shù)字控制LED恒流驅(qū)動電路，該電路通過控制電流精確跟隨電壓相位，實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)，并且運(yùn)用拐點(diǎn)檢測方法測量次級放電時間，從而提高對恒流的控制精度;同時提出一種PID控制算法，實(shí)現(xiàn)對負(fù)載變動、輸出電流設(shè)定值改變和電路內(nèi)的波動快速響應(yīng)。表1對本文中采用的驅(qū)動電路和使用模擬芯片的驅(qū)動電路進(jìn)行了比較。從表中可以看出，本文的設(shè)計(jì)電路的功率因數(shù)高于使用模擬芯片的電路;THD值低于使用模擬芯片的電路;由于本文設(shè)計(jì)的電路采用數(shù)字控制方法，所以電路輸出電流的設(shè)定值可以不通過改變電路參數(shù)直接設(shè)定，并且本文設(shè)計(jì)的電路受硬件影響程度小，抗干擾性強(qiáng);除此之外，運(yùn)用模擬芯片的電路一般不改善電路的動態(tài)性能。

本文第1節(jié)介紹了系統(tǒng)主電路的工作原理，第2節(jié)主要分析了系統(tǒng)的恒流和功率因數(shù)校正控制原理，第3節(jié)描述了系統(tǒng)的硬件、軟件設(shè)計(jì)及其仿真，第4節(jié)對所設(shè)計(jì)樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測試驗(yàn)證，最后一節(jié)給出了結(jié)論。

1 系統(tǒng)功率主電路的工作原理

如圖1所示為原邊反饋反激電源的電路圖。當(dāng)開關(guān)管Q1導(dǎo)通時，所有整流二極管D1、D2都反相截止，輸出電容C0給負(fù)載供電，此時變壓器T1相當(dāng)于一個純電感Lp，流過原邊繞組的電流線性增加，斜率為Vin/Lp，直至達(dá)到峰值Ipp;當(dāng)開關(guān)管Q1截止時，變壓器所有繞組電壓反向，此反激電壓使輸出二極管D1導(dǎo)通，原邊繞組在開關(guān)管導(dǎo)通時存儲的能量傳送到副邊繞組，給輸出電容C充電，同時0給負(fù)載供電［11－12］。電路中各點(diǎn)的波形如圖2所示，其中電路工作在斷續(xù)模式(DCM)下，信號DRI為開關(guān)管柵極驅(qū)動信號，為PWM波;PWM波置為低電平前一刻，原邊電流Ip達(dá)到峰值Ipp，PWM波置為低電平后一刻，副邊電流Is達(dá)到峰值Isp;副邊電流下降至零的時刻對應(yīng)著輔助繞組電壓波形的下降拐點(diǎn)。

圖1 原邊反饋反激電源的電路圖

圖2 電路中各點(diǎn)的波形圖

2 恒流和功率因數(shù)校正控制原理

在第1節(jié)描述系統(tǒng)功率主電路的工作原理的基礎(chǔ)上，本節(jié)進(jìn)一步描述如何在該功率主電路的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)對恒流和功率因數(shù)校正的控制。

2．1 系統(tǒng)的恒流控制原理

根據(jù)安匝比守恒定律，可以推導(dǎo)出原邊繞組峰值電流Ipp和副邊繞組峰值電流Isp的關(guān)系為:

其中，Np為變壓器T1原邊繞組的匝數(shù)，Ns為變壓器T1副邊繞組的匝數(shù)。

由于輸出電容C0在開關(guān)管Q1導(dǎo)通時給負(fù)載持續(xù)供電的緣故，輸出電流Io穩(wěn)定在一個值，其大小等于副邊繞組流過電流的平均值。其中副邊繞組流過電流的平均值為:

所以，輸出電流Io為:

從上式中可以看出輸出電流Io的信息反映在原邊繞組峰值電流Ipp上，所以可以通過控制原邊繞組峰值電流Ipp的穩(wěn)定來實(shí)現(xiàn)輸出電流Io的穩(wěn)定。

實(shí)現(xiàn)恒流控制的過程中，對tdis測量的精準(zhǔn)度將會影響到最終的恒流效果。目前采用的普遍方法是通過檢測輔助繞組的零點(diǎn)，并將時間向前推四分之一的諧振周期來測量副邊繞組的放電時間tdis。如圖2所示，副邊繞組放電完成的時刻對應(yīng)著輔助繞組電壓波形的下降拐點(diǎn)，本文中通過數(shù)字的方法，精確地檢測到輔助繞組電壓波形的下降拐點(diǎn)，從而提高對副邊電路放電時間測量的精準(zhǔn)度，進(jìn)一步提升輸出電流Io穩(wěn)定的效果。

2．2 系統(tǒng)的功率因數(shù)校正控制原理

如圖3所示，輸入交流電Vin濾波后經(jīng)整流橋BG整流后，加到變壓器原邊繞組Lp和開關(guān)管Q1上。由于開關(guān)管Q1的柵極采用PWM控制方式，所以在開關(guān)管Q1導(dǎo)通期間，有下式成立:

其中Um為輸入端電壓Vin的幅值，ω0為輸入端電壓Vin的角頻率。

如果PWM波的頻率遠(yuǎn)高于輸入端電壓Vin的頻率，則認(rèn)為在開關(guān)管Q1導(dǎo)通期間，輸入端交流電壓Vin近似于不變。當(dāng)電路工作在斷續(xù)模式(DCM)下時，假設(shè)在一個開關(guān)管Q1的開關(guān)周期ts內(nèi)，開關(guān)管導(dǎo)通時間是Δt，則得到該周期中原邊繞組中的峰值電流Ipp的大小為:

圖3 原邊反饋反激電源的電路圖

式(5)表明若每個開關(guān)周期中，開關(guān)管Q1的導(dǎo)通時間相同，輸入端電流是一個峰值按照輸入端電壓變化的鋸齒波，如圖4(a)所示。

由于整流后，輸入端電壓Vin變?yōu)榘氩úㄐ?，若在同一個半波周期內(nèi)，開關(guān)管Q1的導(dǎo)通時間相同，就可以使得輸入電流的峰值Ipp跟隨輸入端電壓Vin，如圖4(b)所示，從而使得反激式電源的功率因數(shù)接近于1。

圖4 反激式電源輸入端電壓電流波形

3 系統(tǒng)的硬件、軟件設(shè)計(jì)及仿真

根據(jù)第1節(jié)、第2節(jié)描述的系統(tǒng)功率主電路原理和恒流和功率因數(shù)校正原理，本節(jié)設(shè)計(jì)了相應(yīng)的硬件電路和軟件，并對軟件的各個單元逐一進(jìn)行了介紹。

3．1 系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)

如圖5所示，數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)的硬件平臺主要有反激式電源主電路、原邊采樣電阻兩端電壓和輔助繞組兩端電壓的采樣電路、FPGA和驅(qū)動電路等組成。

FPGA控制電路是整個控制的核心，根據(jù)原邊采樣電阻兩端的電壓信號和輔助繞組兩端的電壓信號，進(jìn)行拐點(diǎn)檢測、谷底檢測、輸出電流有效值計(jì)算、PID等算法產(chǎn)生PWM信號，該信號經(jīng)過驅(qū)動電路放大后驅(qū)動開關(guān)管Q1。

圖5 原邊反饋反激式數(shù)字控制LED驅(qū)動電路原理圖

3．2 系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

如圖6所示，為FPGA內(nèi)部控制算法原理框圖。其中輔助繞組電壓采樣單元用于接收外部AD采樣輔助繞組兩端電壓轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù);原邊電流采樣單元用于接收外部AD采樣每個開關(guān)周期中原邊繞組流經(jīng)電流的峰值Ipp;副邊電路放電時間測量單元用于根據(jù)實(shí)時采樣得到的輔助繞組電壓的數(shù)據(jù)，計(jì)算每個開關(guān)周期中的副邊電路放電時間tdis;谷底檢測單元用于根據(jù)原邊電流采樣單元輸出的Ipp，判斷此時是否處于輸入電壓Vin經(jīng)整流后形成的半波波形的谷底處;輸出電流有效值設(shè)定單元用于設(shè)定電路輸出電流的有效值Iout_rms;輸出電流有效值測量單元用于測量當(dāng)前電路中實(shí)際的輸出電流的有效值I'out_rms;恒流控制誤差比較單元用于根據(jù) Iout_rms和I'out_rms計(jì)算電路輸出電流有效值控制誤差e;PID控制單元用于根據(jù)當(dāng)前開關(guān)周期的輸出PWM波的占空比、當(dāng)前開關(guān)周期的輸出電流有效值控制誤差和上一個開關(guān)周期的輸出電流有效值控制誤差，運(yùn)用增量式PID算法計(jì)算下一個開關(guān)周期的輸出PWM波的占空比;PWM波輸出單元用于生成驅(qū)動開關(guān)管Q1導(dǎo)通或關(guān)斷的PWM波。

圖6 FPGA內(nèi)部控制算法原理框圖

整體控制算法流程圖如圖7所示，具體控制流程如下:

(1)設(shè)定輸出電流有效值Iout;

(2)測量當(dāng)前開關(guān)周期的副邊電路放電時間和原邊電流的峰值;

(3)根據(jù)步驟(2)中的測量值計(jì)算出當(dāng)前實(shí)際的輸出電流有效值Iout;

(4)根據(jù)Iout和I'out計(jì)算出當(dāng)前輸出電流有效值的控制誤差;

(5)判斷當(dāng)前輸入電壓整流后的波形是否處于谷底。若處于谷底，進(jìn)入步驟(6);否則進(jìn)入步驟(7)。

(6)根據(jù)當(dāng)前輸出電流有效值的控制誤差運(yùn)用PID算法計(jì)算下一個半波周期的PWM波的占空比，并且將PWM波的占空比改為計(jì)算獲得的占空比，從而進(jìn)入下一個半波周期

(7)輸出PWM波的占空比保持不變，進(jìn)入下一個開關(guān)周期;

(8)進(jìn)入步驟(2)。

圖7 整體算法流程圖

3．3 系統(tǒng)的穩(wěn)定性證明

如圖8所示，在保留設(shè)計(jì)電路的全部特征的基礎(chǔ)上，將圖5中的主結(jié)構(gòu)電路簡化成圖8。以輸入電壓vin為輸入變量;以輸入電流iin和輸出電壓vo為輸出變量;以電感電壓vL和電容電流ic為狀態(tài)變量。

圖8 主結(jié)構(gòu)電路簡化圖

由于設(shè)計(jì)電路工作在斷續(xù)模式(DCM)下，所以分階段列出相關(guān)方程。

(1)開關(guān)管Q1導(dǎo)通，二極管D1截止。

其中，式(6)中由于采樣電阻Rs阻值較小，所以忽略了采樣電阻兩端的電壓。Lp為原邊繞組的電感，cL為負(fù)載電容，RL為負(fù)載電阻，ip為原邊電流。

(2)開關(guān)管Q1截止，二極管D1導(dǎo)通。

其中Nps為變壓器原邊、副邊匝數(shù)比。

(3)開關(guān)管Q1截止，二極管D1截止。

最后，根據(jù)式 6)～式(14)運(yùn)用小信號模型［13－18］，可得輸出^v0(s)對控制變量 ^d(s)的傳遞函數(shù)Gvd(s)。

從式(15)可以看出，傳遞函數(shù)對應(yīng)的極點(diǎn)都在左半平面，所以系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

3．4 各單元算法的具體實(shí)現(xiàn)

3．4．1 副邊電路放電時間測量單元

如圖2所示，當(dāng)電路工作在斷續(xù)模式(DCM)下時，記一開關(guān)周期中副邊電路上升至峰值Isp的對應(yīng)時刻為t0，記該開關(guān)周期中輔助繞組兩端電壓波形的下降拐點(diǎn)對應(yīng)時刻為tp，則該開關(guān)周期中副邊電路放電時間tdis=tp－t0。運(yùn)用拐點(diǎn)檢測法，可以測得每個開關(guān)周期的輔助繞組兩端電壓波形的下降拐點(diǎn)。

拐點(diǎn)檢測法的具體流程如下:

(1)在一開關(guān)周期中，記輔助繞組兩端電壓的最近的n個采樣值為v1，v2，…，vn，圖9是這 n個采樣值構(gòu)成的散點(diǎn)圖，其中縱軸為采樣值大小，橫軸為時間，每個數(shù)據(jù)點(diǎn)在n個數(shù)據(jù)的散點(diǎn)圖上對應(yīng)點(diǎn)的斜率為 k1，k2，…，kn－1，該斜率反映了相鄰的兩個輔助繞組兩端電壓的采樣值之間的變化大小。由于采樣為等時間間隔采樣，所以斜率計(jì)算公式為ki=vi+1－vi，i=1，2，…，n －1。

(3)若在開關(guān)管的一個開關(guān)周期中，在檢測到的副邊電路放電的開始時刻t0后，輔助繞組兩端電壓的連續(xù) 3 個采樣值 vp、vp+1、vp+2對應(yīng)的斜率 kp－1、kp、kp+1的絕對值的大小為當(dāng)前平均斜率ˉk的絕對值的5倍或5倍以上，則采樣值vp對應(yīng)的采樣時刻tp為當(dāng)前開關(guān)周期的輔助繞組電壓波形下降拐點(diǎn)的對應(yīng)時刻，所以當(dāng)前開關(guān)周期中的副邊電路放電時間tdis=tp－t0。

3．4．2 谷底檢測單元

由于開關(guān)周期是工頻周期的千分之一，為0．02 ms，所以當(dāng)一開關(guān)周期處于如圖4(b)所示的谷底A、B、C處時，該開關(guān)周期中的原邊繞組流經(jīng)電流的峰值Ipp很小，當(dāng)原邊電流采樣單元輸出的Ipp低于0．1 mA時，認(rèn)為此時經(jīng)整流后的輸入電壓處于谷底狀態(tài);否則，經(jīng)整流后的輸入電壓處于非谷底狀態(tài)。

3．4．3 輸出電流有效值測量單元

由于開關(guān)周期是工頻周期的千分之一，輸入電壓整流后形成的半波的周期為開關(guān)周期的500倍，所以計(jì)算電路實(shí)際的輸出電流有效值只需要計(jì)算一個半波周期內(nèi)輸出電流的平均值。記原邊電流采樣單元采樣得到的最近500個開關(guān)周期的原邊繞組峰值電流為 Ipp1、Ipp2、…、Ipp500，對應(yīng)的副邊電路放電時間分別為 tdis1、tdis2、…、tdis500，則根據(jù)式(3)可知，當(dāng)前時刻電路的實(shí)際輸出電流有效值的計(jì)算公式為:

3．4．4 PID 控制單元

PID控制單元根據(jù)恒流控制誤差比較單元測量得出的輸出電流有效值控制誤差，運(yùn)用增量式PID算法［19－20］，調(diào)整輸出PWM波的占空比。其中PWM波的占空比調(diào)整過程如下:

由于要使電路具有較高的功率因數(shù)，所以輸入電壓整流后對應(yīng)的每個半波周期中，PWM波的占空比保持不變，記第k個半波周期輸出的PWM波的占空比為D(k)，該半波周期對應(yīng)的輸出電流有效值控制誤差為e(k)，誤差e(k)的計(jì)算公式如下:

則第k+1個半波周期輸出的PWM波的占空比D(k+1)為:

其中，e(k－1)是第k－1個半波周期對應(yīng)PWM波的占空比;KP是比例常數(shù)，KI是積分常數(shù)，KD是微分常數(shù)。

3．4．5 PWM 輸出單元

由于要使電路具有較高的功率因數(shù)，所以輸入電壓整流后對應(yīng)的每個半波周期中，PWM波的占空比保持不變，PWM波只能在輸入電流整流后的半波對應(yīng)的谷底處才能改變輸出PWM波的占空比。

若谷底檢測單元輸出狀態(tài)為當(dāng)前周期處于谷底狀態(tài)，則PWM輸出單元根據(jù)PID控制單元計(jì)算得到的下個半波周期的PWM波占空比D輸出對應(yīng)的PWM波;否則，PWM輸出單元輸出PWM波的占空比保持不變。

3．5 系統(tǒng)的仿真結(jié)果

為驗(yàn)證3．2節(jié)和3．3節(jié)描述的數(shù)字控制算法的可行性，本小節(jié)基于MATLAB軟件進(jìn)行了仿真分析。

如圖10(b)所示，原邊采樣電阻兩端電壓的波形為三角波，所以電路工作在斷續(xù)模式(DCM)下;如圖10(a)所示，在仿真時間段中，PWM波的占空比基本不變，所以電路處于穩(wěn)定狀態(tài)。

圖10

如圖11所示，本電路在啟動0．4 s左右，輸出電流達(dá)到設(shè)定值200 mA，啟動時間迅速;如圖12所示，運(yùn)用增量式PID算法后，在仿真中對應(yīng)的0．77 s時刻，輸出電流設(shè)定值由200 mA變換成140 mA，整個過程的響應(yīng)時間約為0．4 s，沒有超調(diào)量，穩(wěn)態(tài)誤差接近于零。

圖11 輸出電流設(shè)定值為200 mA時，輸出電流波形

圖12 運(yùn)用PID算法后的輸出電流變化波形

4 系統(tǒng)樣機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)第3節(jié)描述的系統(tǒng)軟硬件設(shè)計(jì)，本節(jié)設(shè)計(jì)了系統(tǒng)樣機(jī)，其參數(shù)同仿真參數(shù)一致。下面給出系統(tǒng)樣機(jī)的測試結(jié)果，主要考察恒流特性以及功率因數(shù)校正特性。如圖13所示?？刂撇捎?ALTERA EP4CE30F23C8N。同時搭建了測試系統(tǒng)，由主結(jié)構(gòu)板、FPGA控制板、負(fù)載三部分組成。測試系統(tǒng)各部分框圖如圖14所示。主結(jié)構(gòu)中變壓器的原邊電感為1．5 mH;原邊匝數(shù)為80;副邊匝數(shù)為20;輔助繞組匝數(shù)為20;MOS管采用5N60C;輸出電容為940μF。

圖13 原邊反饋反激式數(shù)字控制LED驅(qū)動電路原理圖

圖14 測試系統(tǒng)各部分框圖

對電路系統(tǒng)進(jìn)行測試，負(fù)載為10盞額定電壓為3 V，額定電流為40 mA的LED燈。在50 V交流電的輸入下，測得PWM波波形與原邊采樣電阻兩端電壓波形如圖15所示。由圖15可知，原邊采樣電阻兩端電壓波形為三角波，所以系統(tǒng)工作在斷續(xù)模式(DCM)下。圖16為PWM波波形與輔助繞組兩端電壓波形。圖17為PWM波波形與MOS管漏源兩端電壓波形。

圖15 PWM波的輸出波形與采樣所得的電流波形S)

圖16 PWM波波形與輔助繞組兩端電壓波形

圖17 PWM波波形與MOS管漏源兩端電壓波形

當(dāng)輸出電流有效值設(shè)定值在電路工作過程中從30 mA上升至40 mA，電路的輸出電壓的變化波形如圖18所示。

圖18 電路的輸出電壓的變化波形

從圖中可以看出，在輸出電流有效值設(shè)定值變化的過程中，電路實(shí)際的輸出電流有效值變化的相應(yīng)時間短，并且沒有超調(diào)量，動態(tài)效應(yīng)好。

如表2所示，其中負(fù)載LED燈的額定電壓為3 V，額定電流為40 mA，輸出電流有效值控制誤差的計(jì)算公式為:

表2 恒流控制精度表

最后給出系統(tǒng)在不同輸出電流下各參數(shù)測試結(jié)果表格，以反映功率因數(shù)特性和整機(jī)效率等，見表3。

表3 測試結(jié)果

通過數(shù)據(jù)可以看出，在整個調(diào)光范圍內(nèi)LED驅(qū)動電路的功率因數(shù)都在97%以上，達(dá)到了高功率因數(shù)的要求，并且在輸出功率達(dá)到5．8 W時整機(jī)效率也都在80%之上。

5 結(jié)論

本文以反激式電源為例，根據(jù)其工作原理設(shè)計(jì)了一種基于原邊反饋的數(shù)字控制LED驅(qū)動電路。對于次級放電時間的測量，本文提出了一種次級放電時間的測量算法，使得次級放電時間的測量更加精確，從而實(shí)現(xiàn)對輸出電流的精確控制;本文還提出了一種用于恒流和功率因數(shù)校正的PID算法，其特點(diǎn)是在保證輸出電流有效值穩(wěn)定的情況下，提高電路的功率因數(shù)，并且提高電路的動態(tài)性能，實(shí)測表明，該算法使得電路的輸出電流有效值控制誤差為6%，電路的功率因數(shù)達(dá)0．97以上，并且在改變電路的輸出電流有效值的設(shè)定值時，電路的相應(yīng)時間段，沒有超調(diào)量。

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