多機(jī)光伏并網(wǎng)逆變器的環(huán)流改進(jìn)重復(fù)控制策略

莊麗

（包頭職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣工程系，內(nèi)蒙古 包頭014030）

歐洲光伏產(chǎn)業(yè)協(xié)會(huì)（EPIA）發(fā)布的數(shù)據(jù)顯示，2013年全球光伏新增裝機(jī)容量為3 700萬(wàn)kW，比2012 年增長(zhǎng)了24%，光伏產(chǎn)業(yè)發(fā)展的潛力巨大。傳統(tǒng)單機(jī)光伏并網(wǎng)逆變器由于受容量的限制不能滿足大功率光伏發(fā)電的需求。逆變器并聯(lián)已經(jīng)成為解決該問(wèn)題的必然選擇［1-2］。但是模塊并聯(lián)引起的環(huán)流問(wèn)題會(huì)增加系統(tǒng)損耗和降低系統(tǒng)效率［3-4］。因此研究三相光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)的零序環(huán)流抑制方法具有重要意義。

文獻(xiàn)［5］提出了采用獨(dú)立的直流源或者交流變壓器阻斷環(huán)流的通路，該方法能夠?qū)崿F(xiàn)環(huán)流的抑制，但是會(huì)增加光伏逆變器的體積和成本，這違背了光伏逆變器發(fā)展趨勢(shì)。Sato 和Kataoka 在文獻(xiàn)［6］中的零序分量提供較高的阻抗，但是該種方法只是能夠抑制中高頻環(huán)流分量，對(duì)于并聯(lián)逆變器中的低頻分量抑制效果較差。Chen 在文獻(xiàn)［7］中提出了采用HEPWM 抑制并聯(lián)環(huán)流的方法，但是該方法在低調(diào)制比時(shí)控制的效率很低。文獻(xiàn)［8-9］提出了一種非線性的控制方法，但是該算法非常復(fù)雜，不適合實(shí)際情況中進(jìn)行運(yùn)用。文獻(xiàn)［10-12］提出了一種交錯(cuò)的空間矢量調(diào)制，該方法雖然能夠降低系統(tǒng)的電流總諧波畸變率，但是會(huì)增加系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率。文獻(xiàn)［13-15］利用零序PI 控制器對(duì)空間矢量脈寬調(diào)制中零矢量的分配進(jìn)行調(diào)節(jié)，這種方法易于實(shí)現(xiàn)，具有較好的控制效果。

1 三相逆變器并聯(lián)的零序環(huán)流模型

本文中并聯(lián)光伏逆變器系統(tǒng)為共直流母線交流側(cè)直接并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，環(huán)流路徑形成如圖1 所示。理想情況下，如果2 臺(tái)逆變器的參數(shù)和控制輸出電流都保持一致，并不會(huì)產(chǎn)生環(huán)流。但是在實(shí)際情況下，由于并網(wǎng)電抗器差異和算法控制時(shí)間延遲、死區(qū)等因素的干擾會(huì)使并聯(lián)光伏逆變器系統(tǒng)產(chǎn)生環(huán)流。

圖1 三相并網(wǎng)逆變器并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of parallel connection system of three-phase PWM inverter

選取直流電源負(fù)極為參考點(diǎn)，并聯(lián)三相并網(wǎng)逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的平均模型可表示為

式中：ua，ub，uc為電網(wǎng)電壓；uN為電網(wǎng)中性點(diǎn)電壓；io為電網(wǎng)電流ia，ib，ic之和；da，db，dc為并聯(lián)逆變器的橋臂輸出占空比；L為濾波電感；C為直流側(cè)C1和C2電容之和；udc為輸入電壓值。

對(duì)于單臺(tái)三相逆變器，由于不存在環(huán)流通路，零序電流為零。對(duì)于并聯(lián)的三相逆變器，由于環(huán)流通路的存在產(chǎn)生環(huán)流，且2 臺(tái)逆變器的環(huán)流大小相等，方向相反，如下式所示：

在三相坐標(biāo)系下很難實(shí)現(xiàn)對(duì)其精準(zhǔn)控制，因此需要對(duì)三相逆變器進(jìn)行坐標(biāo)變換。將逆變器的A 相、B 相和C 相變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，對(duì)于并聯(lián)的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于零序分量的存在，需要將A相、B相和C相轉(zhuǎn)化成dq0坐標(biāo)系。

本文定義坐標(biāo)變換矩陣為

通過(guò)上述坐標(biāo)變換，三相靜止坐標(biāo)系下交流量變換成兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流量為

根據(jù)基爾霍夫定律可知，圖1 的交流側(cè)的公式為

式中：ix1和ix2為控制并網(wǎng)電流，x為a，b，c；dx1，dx2為逆變器1和2占空比，x為a，b，c；do1，do2為并聯(lián)逆變器1，2 的零序占空比；Ln為濾波電感，n為1，2；Vdc為輸入電壓值。

從式（8）得到環(huán)流公式為

式中：do1,do2為并聯(lián)逆變器1,2的零序占空比。

2 基于SVPWM的環(huán)流抑制原理

零矢量和非零矢量的作用時(shí)間不同，不會(huì)影響逆變器系統(tǒng)的交流側(cè)電流和直流母線電壓。因此可以通過(guò)控制逆變器的零矢量的作用時(shí)間來(lái)控制零序電流。

對(duì)于SVPWM 最優(yōu)的開(kāi)通時(shí)間如圖2 所示，在1 個(gè)PWM 開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，可以對(duì)零矢量的作用時(shí)間進(jìn)行實(shí)時(shí)控制，從而可以控制零序電流。假設(shè)零矢量V0的作用時(shí)間為（d0/2-2y）T，零矢量V7的作用時(shí)間為（d0/4+y）T。其中y的取值為［0，d0/4］，因此零矢量的作用時(shí)間為［0，d0］。

通過(guò)上述分析可知零序矢量占空比為

圖2 矢量分配圖Fig.2 Distribution diagram of vectors

因此零序電流占空比之差為

式中：yi為逆變器對(duì)零矢量的修正值，i=1，2。

因此對(duì)于并聯(lián)的逆變器系統(tǒng)，只要控制1 臺(tái)逆變器的環(huán)流，就可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的環(huán)流抑制，因此設(shè)y2=0。

將式（11）簡(jiǎn)化為

式中：d11，d12為第1 臺(tái)逆變器的矢量開(kāi)通時(shí)間；d21，d22為第2臺(tái)逆變器矢量開(kāi)通時(shí)間。

因此零序電流在同步坐標(biāo)系下的模型可以化簡(jiǎn)為

3 環(huán)流的抑制方法

3.1 傳統(tǒng)環(huán)流抑制方法

假設(shè)2 臺(tái)逆變器給定的電流值是相等的，PI調(diào)節(jié)器輸出的電壓給定是相等的，因此d11=d21，d12=d21。因此零序電流可以轉(zhuǎn)化為

Udc在恒定時(shí)，對(duì)式（14）做拉普拉斯變換，得到

通過(guò)式（15）可以看出，將零序電流和電流給定進(jìn)行做差，然后通過(guò)PI 控制器對(duì)偏差進(jìn)行控制，得到修正值y1如圖3所示。

圖3 PI 控制框圖Fig.3 Diagram of PI control strategy

通過(guò)不斷地修正y1值進(jìn)行實(shí)時(shí)地控制零矢量的作用時(shí)間抑制環(huán)流，這種方法雖然取得了一定的效果，但是該方法動(dòng)態(tài)響應(yīng)差，本文提出的具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，控制精度高的重復(fù)控制能夠克服上述缺點(diǎn)。

3.2 本文提出的改進(jìn)重復(fù)控制環(huán)流抑制方法

本策略以載波周期作為重復(fù)控制的補(bǔ)償周期，與PI 控制一起調(diào)整SVPWM 占空比，實(shí)現(xiàn)對(duì)并聯(lián)逆變器環(huán)流的抑制，大大提高了抑制環(huán)流的精度和動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。如圖4所示。

圖4 重復(fù)控制補(bǔ)償?shù)腜I 控制器Fig.4 Repetitive control compensation PI controller

此時(shí)系統(tǒng)的控制框圖如圖5 所示，對(duì)于第1臺(tái)逆變器來(lái)說(shuō)，需要對(duì)逆變器的零序電流進(jìn)行控制，首先對(duì)第1臺(tái)逆變器三相電流進(jìn)行采樣，然后將三相電流之和與給定的電流進(jìn)行做差比較，誤差通過(guò)重復(fù)控制補(bǔ)償?shù)腜ID控制器得到零矢量的修正值y1，最后對(duì)SVPWM矢量進(jìn)行修正。

圖5 系統(tǒng)控制框圖Fig.5 Control strategy diagram of the system

4 仿真結(jié)果分析

為了對(duì)上述環(huán)流抑制控制方法的有效性進(jìn)行證明，對(duì)并聯(lián)逆變器進(jìn)行環(huán)流仿真。仿真參數(shù)為：直流電壓600 V，開(kāi)關(guān)頻率5 000 Hz，輸出頻率50 Hz，橋臂電感3/5 mH，直流電容4 500 μF，

圖6為1臺(tái)逆變器單獨(dú)工作時(shí)的A相電網(wǎng)電壓和A相電流的波形。從圖6中可以看出電流的大小、相位和頻率控制得很好。

圖6 A相電網(wǎng)電壓與A相電流Fig.6 Phase A grid voltage and current

在正常光伏并網(wǎng)逆變器的并聯(lián)系統(tǒng)中，濾波電感的大小相等，模塊之間的給定電流也是相等的。圖7為濾波電感和給定電流分別相等時(shí)的環(huán)流仿真波形。圖7 中可以看出傳統(tǒng)的PI 控制和改進(jìn)的重復(fù)控制均能夠?qū)崿F(xiàn)環(huán)流的抑制，但是改進(jìn)的重復(fù)控制會(huì)略好于PI控制。

圖7 濾波電感為3 mH給定電流為30 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.7 Experiment results when the filter inductors is 3 mH and the reference current is 30 A

實(shí)際情況下，光伏并網(wǎng)逆變器的并聯(lián)電感值可能存在一定的不同，圖8 為濾波電感不等時(shí)給出的仿真波形，濾波電感分別為3 mH 和5 mH，從圖8中可以看出不進(jìn)行控制時(shí)電流發(fā)生了很大的畸變，加入控制之后，改進(jìn)的重復(fù)控制波形質(zhì)量和環(huán)流抑制都優(yōu)于傳統(tǒng)的PI控制。

圖8 濾波電感分別為3 mH和5 mH，給定電流為30 A時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Experiment results when the filter inductors are 3 mH，5 mH and the reference current is 30 A

5 結(jié)論

本文提出了一種基于并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的環(huán)流抑制改進(jìn)的重復(fù)控制。通過(guò)分析并聯(lián)逆變器的環(huán)流模型，給出了從SVPWM 調(diào)制進(jìn)行環(huán)流抑制的方法，該方法不僅實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，而且能夠取得良好的效果。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了改進(jìn)的重復(fù)控制對(duì)于并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的環(huán)流抑制方法優(yōu)于傳統(tǒng)的PI環(huán)流抑制方法，而且在電感不等時(shí)效果更優(yōu)。

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