短波接收機(jī)前端中頻、鏡頻高抑制比電路設(shè)計(jì)

陳永泰，黃 楊，黎 琴，孫長景，程 龍，臧 濱，唐 靜

(1.武漢理工大學(xué) 信息工程學(xué)院，湖北 武漢430070;2.常州國光數(shù)據(jù)通信有限公司，江蘇 常州213000)

隨著現(xiàn)代無線電通信設(shè)備的日益增多，相互間的鄰道串?dāng)_及外界電磁雜波干擾，會(huì)導(dǎo)致短波電臺(tái)性能變差，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)a(chǎn)生阻塞而無法正常工作［1-2］。這些都對(duì)無線電接收機(jī)高頻前端電路的抗干擾能力提出了更高的技術(shù)指標(biāo)要求。在接收機(jī)前端電路中，大多數(shù)設(shè)計(jì)都是利用分段濾波器或單級(jí)電調(diào)諧濾波器來進(jìn)行接收機(jī)前端中頻、鏡頻抑制和雜散處理，難以滿足高抑制比指標(biāo)的要求。也有設(shè)計(jì)在預(yù)選濾波器后再加一級(jí)低通濾波器，雖然能進(jìn)一步提高鏡頻抑制比，但對(duì)于中頻抑制比及更高的鏡頻抑制比仍難以滿足。筆者采用跟蹤選頻濾波器、逆切比雪夫陷波濾波器、5階巴特沃斯低通濾波器三級(jí)濾波方式，通過各濾波器截止頻率的配合得到能對(duì)中頻、鏡頻雜散高度抑制的濾波器系統(tǒng)。

1 鏡頻、中頻干擾與前端噪聲分析

鏡像信號(hào)與接收有用射頻信號(hào)關(guān)于本振頻率對(duì)稱，其與有用射頻信號(hào)的頻率差的絕對(duì)值等于兩倍的中頻頻率［3］?；祛l過程如圖1 所示，本振信號(hào)、輸入信號(hào)、輸出信號(hào)的頻譜分別為FL(ω)、FS(ω)、FO(ω)。

本振為單一的頻率信號(hào)，其頻譜為［4］：

有用信號(hào)與本振混頻后的輸出頻譜為：

圖1 接收機(jī)頻譜轉(zhuǎn)換示意圖

同樣，鏡像信號(hào)與本振混頻后的輸出頻譜為：

由圖1 可知，在混頻時(shí)，鏡像信號(hào)同樣被轉(zhuǎn)換至中頻頻率，該信號(hào)與有用中頻信號(hào)疊加在一起，直接對(duì)有用中頻信號(hào)造成干擾且不能被消除。因此，抑制鏡像干擾的辦法就是在混頻前抑制鏡像信號(hào)，且為了能使接收機(jī)在惡劣的接收環(huán)境中仍能具有較佳的接收性能，一般要求前端鏡像抑制濾波器對(duì)鏡像信號(hào)的抑制率達(dá)到70 dB 以上。

中頻即經(jīng)混頻“搬移”至中頻頻段的信號(hào)［5］，筆者所設(shè)計(jì)接收機(jī)的中頻頻率為41.4 MHz。接收的信號(hào)經(jīng)過混頻中頻濾波后，輸出中心頻率為41.4 MHz 的窄帶信號(hào)，窄帶之外的信號(hào)都被濾除，若恰好有一干擾信號(hào)的頻率為41.4 MHz，而前端電路又對(duì)該信號(hào)無抑制作用，則該信號(hào)會(huì)直接通過混頻和中頻濾波器疊加在有用中頻信號(hào)上。有時(shí)中頻干擾信號(hào)的能量可能遠(yuǎn)高于有用信號(hào)。若前端不對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行抑制，則有用信號(hào)將受到極大干擾，甚至完全被淹沒。因此，在設(shè)計(jì)短波接收機(jī)前端濾波電路時(shí)，應(yīng)采取措施，抑制鏡頻與中頻干擾信號(hào)［6］。

前端濾波電路的主要噪聲為熱噪聲，噪聲電壓的均方值取決于濾波電路的通頻帶：

其中：k為波爾茲曼常數(shù);T為電阻的絕對(duì)溫度值;R為電阻值;B為帶寬或電路的等效噪聲帶寬［7］。易知，影響濾波噪聲的因素為溫度T和檢測(cè)帶寬B，故可通過降低工作溫度和電路帶寬提高濾波電路輸出的信噪比。此外，在接收機(jī)中，射頻信號(hào)要經(jīng)過前端濾波電路、低噪聲放大器、混頻器、晶體濾波器和中頻放大器等單元模塊，而每個(gè)模塊都有固有噪聲，經(jīng)過傳輸后都會(huì)使輸入信噪比變差，其總的噪聲系數(shù)為：

由此可見，影響系統(tǒng)的總噪聲取決于第一級(jí)的噪聲系數(shù)，后面各級(jí)影響較小，因此選擇噪聲系數(shù)小的濾波電路和前級(jí)低噪聲放大器及減少電路的帶寬是降低回路總噪聲的關(guān)鍵。

2 接收機(jī)前端濾波放大電路設(shè)計(jì)

圖2 所示為所設(shè)計(jì)的短波接收機(jī)高中頻前端電路的結(jié)構(gòu)圖。天線感應(yīng)的微弱信號(hào)經(jīng)前端濾波放大電路與選頻后的短波信號(hào)混頻產(chǎn)生中頻信號(hào)，經(jīng)晶體濾波器后選出高中頻信號(hào)由三級(jí)中頻信號(hào)進(jìn)行放大，再由數(shù)字解調(diào)板對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行采集、數(shù)字下變頻和解調(diào)輸出。

短波接收機(jī)前端濾波放大電路由數(shù)控跟蹤預(yù)選濾波器、逆切比雪夫陷波濾波器、低噪聲放大器和5 階巴特沃斯型低通濾波器組成，接收波段為1.5 ～30 MHz，其結(jié)構(gòu)圖如圖3 所示。

圖2 數(shù)控短波接收機(jī)高中頻前端電路框圖

圖3 短波接收機(jī)前端濾波放大電路結(jié)構(gòu)圖

數(shù)控跟蹤選頻濾波器采用帶抽頭的初級(jí)電感耦合雙調(diào)諧回路，利用變?nèi)荻O管來改變各帶通濾波器的中心頻率，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)接收到的短波無線電信號(hào)的跟蹤電調(diào)諧。兩級(jí)低噪聲放大器均采用VGA 控制，使其放大倍數(shù)既可以設(shè)置為固定值也可以與后端結(jié)合實(shí)現(xiàn)自動(dòng)增益控制。

圖3 中低噪聲放大器選用噪聲系數(shù)為0. 9 dB，三階互調(diào)參數(shù)為30 dB，1 dB 壓縮為20 dB 的高性能放大器來減少電路噪聲。

筆者設(shè)計(jì)的短波電臺(tái)工作頻率范圍為1.5 ～30 MHz，中頻信號(hào)為41.4 MHz，且本振的工作頻率范圍為42.9 ～71.4 MHz，那么鏡像頻率范圍為84.3 ～112. 8 MHz。鏡像頻率遠(yuǎn)離工作頻率范圍，故濾除鏡像干擾需要一個(gè)截止特性較好的低通濾波器，而中頻干擾41.4 MHz 則需要一個(gè)具有較好陷波點(diǎn)的低通濾波器，筆者采用陷波頻點(diǎn)為41.4 MHz 的逆切比雪夫陷波低通濾波器濾波，由增益可控的低噪聲放大器放大后，再次通過截止頻率為31 MHz 的巴特沃斯低通濾波器。選用在短波范圍內(nèi)具有極小的插入損耗和帶內(nèi)波動(dòng)的逆切比雪夫型低通濾波器，而巴特沃斯型低通濾波器則具有通帶內(nèi)插入損耗小且?guī)?nèi)平坦，輸入、輸出阻抗匹配的優(yōu)點(diǎn)。

巴特沃思低通濾波器是以巴特沃思函數(shù)作為濾波器的傳遞函數(shù)，以最高階泰勒級(jí)數(shù)的形式逼近濾波器的理想矩形特性。其幅頻特性為：

式中：n為濾波器的階數(shù);ωc為濾波器的截止角頻率，當(dāng)ω=ωc時(shí)，|H(ω)|2=0.5，因此，ωc對(duì)應(yīng)的是濾波器的-3 dB 點(diǎn)。

由式(6)易求得巴特沃斯低通濾波器的衰減函數(shù)為［8］：

由式(7)可進(jìn)一步確定濾波器的階數(shù)n，即：

當(dāng)ωc=1 時(shí)：

式中：ωs為阻帶截止頻率;as為阻帶衰減，as=-20 lg|H(ωs)|。

由以上分析可知，在給定通帶截止頻率ωc，阻帶截止頻率ωs，阻帶衰減as的情況下，可以求出該巴特沃斯濾波器的傳遞函數(shù)H(s)，在信源內(nèi)阻Rs與負(fù)載內(nèi)阻Rl相等的情況下，通過對(duì)H(s)進(jìn)一步數(shù)學(xué)變換求得濾波器的歸一化原件值gn(n=1，2，…，n值由式(8)決定)，歸一化的元件值所對(duì)應(yīng)電路的截止頻率ωc=1，特征阻抗R=1，再通過濾波器截止頻率變換和濾波器特征阻抗變換得到實(shí)際電路中的原件值［9］。對(duì)于逆切比雪夫?yàn)V波器，其設(shè)計(jì)方法與巴特沃斯型類似。

圖4 和圖5 分別為逆切比雪夫型陷波濾波器和5 階巴特沃斯型低通濾波器的電路結(jié)構(gòu)圖。逆切比雪夫型陷波濾波器的陷波點(diǎn)設(shè)計(jì)在中頻頻點(diǎn)41.4 MHz 處，其截止頻率應(yīng)略高于30 MHz，在上述前提下可保證帶內(nèi)的平坦度，否則會(huì)造成接收頻率高端衰減大，濾波器的輸入輸出阻抗要與前后模塊相匹配，通常設(shè)計(jì)在50 Ω，后端巴特沃斯低通濾波器的截止頻率同樣設(shè)計(jì)高于30 MHz，阻抗與前后匹配。

圖4 41.4 MHz 逆切比雪夫型陷波濾波器電路

圖5 5 階巴特沃斯型低通濾波器電路

由圖6 和圖7 可知，在不考慮數(shù)控跟蹤預(yù)選濾波器和ADS 仿真的理想情況下，設(shè)計(jì)的前端濾波電路對(duì)中頻41.4 MHz 的抑制程度達(dá)到81 dB，對(duì)84.3 MHz 之后的鏡頻干擾信號(hào)抑制程度達(dá)到70 dB，符合設(shè)計(jì)要求。需要說明的是，接收機(jī)前端濾波電路之后的中頻晶體濾波器對(duì)鏡頻信號(hào)會(huì)有進(jìn)一步的抑制效果。

圖6 兩種類型濾波器ADS 仿真圖

圖7 兩種濾波器級(jí)聯(lián)后的整體電路ADS 仿真圖

3 指標(biāo)測(cè)試

采用圖8 所示測(cè)試電路按照國家標(biāo)準(zhǔn)(GB/T 6934 -1995)對(duì)接收機(jī)進(jìn)行測(cè)試。接收機(jī)的測(cè)量必須有一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的信納德(SINAD)［10］：

在標(biāo)準(zhǔn)試驗(yàn)調(diào)制時(shí)，S為有用信號(hào)，N為噪聲，D為失真，測(cè)量時(shí)，標(biāo)準(zhǔn)信納德為12 dB。

圖8 電路測(cè)試連接圖

給定接收機(jī)1.5 ～30 MHz 范圍內(nèi)的一個(gè)工作頻率信號(hào)，在保證試驗(yàn)調(diào)制產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)信納德的情況下，測(cè)出接收機(jī)不同頻率下的基準(zhǔn)靈敏度。給定同一個(gè)工作頻率信號(hào)，在不加無用中頻信號(hào)的情況下，得到接收機(jī)的輸出電平u1。給定接收機(jī)一個(gè)41.4 MHz 無用中頻信號(hào)，調(diào)整射頻信號(hào)發(fā)射器的輸出電平uo，使得接收機(jī)的輸出電平u2與u1相同，此時(shí)uo與基準(zhǔn)靈敏度的比值即為此頻率的中頻抑制比。鏡頻抑制比的測(cè)量方法與中頻相同。筆者用兩種不同的接入方式來測(cè)試接收機(jī)的特性，方式一為只接入數(shù)控跟蹤預(yù)選濾波器(即一般接收機(jī)的前端濾波電路);方式二為在數(shù)控跟蹤預(yù)選濾波器后加上逆切比雪夫型陷波低通濾波器、可控增益低噪聲放大器和5 階巴特沃斯型低通濾波器組成的組合電路(即接入筆者設(shè)計(jì)的前端濾波放大電路)，測(cè)試結(jié)果如表1 所示。

表1 短波接收機(jī)測(cè)試結(jié)果

4 結(jié)論

由測(cè)試結(jié)果可知，加入逆切比雪夫型陷波低通濾波器、可控增益低噪聲放大器和5 階巴特沃斯型低通濾波器組成的組合濾波和低噪放大電路后的短波接收機(jī)，具有較高的靈敏度，也使得短波接收機(jī)的鏡頻、中頻抑制比性能得到了明顯提高。所設(shè)計(jì)的短波接收機(jī)前端濾波電路已實(shí)際應(yīng)用于圖2 所示的數(shù)控短波接收機(jī)高中頻前端系統(tǒng)中，經(jīng)過測(cè)試可知，短波接收機(jī)的靈敏度和中頻、鏡頻抑制比指標(biāo)均超過國家一級(jí)機(jī)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)，綜合性能得到了提高。

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