具有功率因數(shù)校正的全橋移相軟開關(guān)電源設(shè)計

付賢松，張 遠(yuǎn)，2，牛萍娟

（1.天津工業(yè)大學(xué)大功率半導(dǎo)體照明應(yīng)用系統(tǒng)教育部工程研發(fā)中心，天津 300387；2.天津工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，天津 300387）

具有功率因數(shù)校正的全橋移相軟開關(guān)電源設(shè)計

付賢松1，張 遠(yuǎn)1，2，牛萍娟1

（1.天津工業(yè)大學(xué)大功率半導(dǎo)體照明應(yīng)用系統(tǒng)教育部工程研發(fā)中心，天津 300387；2.天津工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，天津 300387）

傳統(tǒng)高頻電源效率較低且對電網(wǎng)造成了污染，運(yùn)用功率因數(shù)校正技術(shù)和軟開關(guān)技術(shù)可實現(xiàn)高效率和低污染.對功率因數(shù)電路和全橋電路進(jìn)行了理論設(shè)計和參數(shù)估算，設(shè)計出了一款2 kW的電源樣機(jī)，并給出了樣機(jī)的功率因數(shù)和移相全橋ZVS的實驗波形.結(jié)果顯示設(shè)計可行，樣機(jī)性能指標(biāo)基本滿足設(shè)計要求.

功率因數(shù)校正；零電壓開關(guān)；移相控制

近年來，高頻開關(guān)電源技術(shù)在理論研究和生產(chǎn)應(yīng)用方面都取得了相當(dāng)多的成果，其研究涉及電力電子、自動控制等眾多技術(shù)領(lǐng)域[1].功率因數(shù)校正、軟開關(guān)、電磁兼容性都是開關(guān)電源的研究方向[2].目前市場上普通的大功率高頻開關(guān)電源噪音大、功率因數(shù)低、穩(wěn)定性差[3]，并且會產(chǎn)生大量諧波，進(jìn)而污染電網(wǎng).高頻開關(guān)電源內(nèi)部應(yīng)用了軟開關(guān)技術(shù)和功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)，具有體積小、效率高、綠色節(jié)能、穩(wěn)定性好等優(yōu)點[4]，是當(dāng)前通信電源行業(yè)研究發(fā)展的主流方向.本文運(yùn)用功率因數(shù)校正技術(shù)和全橋移相軟開關(guān)技術(shù)，研制了一款大功率、低功耗、低噪音的高性能開關(guān)電源，并對樣機(jī)進(jìn)行了實驗分析.

1 整體設(shè)計

本文根據(jù)設(shè)計指標(biāo)研制了一款大功率高性能開關(guān)電源.該電源分為前級和后級，前級為采用BOOST結(jié)構(gòu)的有源功率因數(shù)校正電路，控制芯片選取TI公司的UC3854；后級為采用移相控制軟開關(guān)技術(shù)的全橋變換器，控制芯片選取TI公司的UCC3895.主電路主要包括單相交流輸入電源、整流濾波電路、功率因數(shù)電路、移相全橋變換電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路[5]，系統(tǒng)框圖如圖1所示.

圖1 總體結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of overall structure

設(shè)計指標(biāo)如下:交流輸入電壓Vin為180～264 V；輸入頻率為47～63 Hz；輸出額定功率為2 kW；開關(guān)頻率為100 kHz；直流輸出額定電壓為10 V；輸出電流調(diào)節(jié)范圍為0～200 A；整機(jī)效率η≥85%；滿載時功率因數(shù)PF＞0.95.

因其他技術(shù)均很成熟，所以本文只討論功率因數(shù)校正技術(shù)和全橋移相技術(shù).

2 功率因數(shù)電路設(shè)計

傳統(tǒng)的開關(guān)電源整流橋后直接放大電容濾波，導(dǎo)致了大量的諧波，這不僅對電網(wǎng)造成了污染，也降低了功率因數(shù).本文功率因數(shù)部分采用UC3854控制，主要由開關(guān)管V1、電感L、二極管VDD和輸出電容Cout組成.典型電路圖如圖2所示.

圖2 典型應(yīng)用電路Fig.2 Typical application circuit

2.1 Boost電感器的選擇

電感器決定了輸入端的高頻紋波電流總量，可按給出的紋波電流值來選擇電感值.電感器的選擇始于輸入正弦電流的峰值，最大峰值電流出現(xiàn)在最小電網(wǎng)電壓的峰值處[6]:

式中:VInmin為輸入電壓最小值；P為輸入功率.電感器中的峰-峰值紋波電流通常選擇在最大峰值電網(wǎng)電流的20%左右.電感值根據(jù)低輸入電壓時半個正弦波頂部的峰點電流來選擇，或根據(jù)此處輸入電壓和開關(guān)頻率的占空因數(shù)選擇.需要給出如下2個方程式:

式中:占空比D取0.7；VO為輸出電壓；fs取100 kHz；

ΔI為峰-峰值紋波電流；電感值L取整數(shù)1 mH.

2.2 輸出電容器設(shè)計

兩個因數(shù)共同決定了電容值，分別是維持時間Δt和輸出電壓紋波的大小.輸出電容如下式所述:

式中:CO為輸出電容；PO為負(fù)載功率；Δt為維持時間（一般取3 μs）；VOmin為維持負(fù)載工作的最小電壓.實際應(yīng)用時取4個470μF/450V的電解電容并聯(lián)，可降低電容的等效電阻（ESR）和等效電感（ESL）[7].

2.3 開關(guān)管選取

開關(guān)管導(dǎo)通時流過的電流為15.71 A.功率管采用優(yōu)質(zhì)APT5010LFLT，耐壓500 V，最大通態(tài)電流40 A.續(xù)流二極管選用UHVP806超快恢復(fù)二極管，耐壓600 V，正向額定電流70 A，反向恢復(fù)時間約為70 ns.

2.4 電流感測電阻RS的計算

感測電阻的電壓峰值為1 V左右是很好的選擇，該電阻值產(chǎn)生的信號強(qiáng)，因此可以不受噪聲的干擾. RS值如下式:

式中:VRS為感測電阻的電壓；Ipk為峰值電流.

2.5 峰值電流限制

芯片2腳的峰值限制比較器、電阻R1X1、R1X2（如圖2）組成峰值電流限制電路.電阻R1X1、R1X2由9腳的7.5 V基準(zhǔn)電壓供電，提供上拉電位，以使2腳電位降到地電位，這時就限制峰值電流為IP1，也就是

但當(dāng)2腳電位為地電位時

那么，當(dāng)R1X2=10 kΩ且時

當(dāng)PO=2 000 W時，由前面的計算可知IP=15.71 A，那么當(dāng)峰值電流限制為21 A時，R1X2=21×0.055/ 0.000 75=1.54 kΩ.

2.6 芯片外圍具體電路圖

綜合上述計算結(jié)果并結(jié)合UC3854芯片手冊，所設(shè)計的功率因數(shù)電路圖如圖3所示.

圖3 功率因數(shù)電路圖Fig.3 Power factor circuit diagram

3 全橋移相電路設(shè)計

為減小開關(guān)管的損耗，選取UCC3895控制芯片進(jìn)行移相控制，它可使開關(guān)管在導(dǎo)通或關(guān)斷時實現(xiàn)軟開關(guān)，極大地減小了開關(guān)損耗，提高了效率[8].移相全橋典型電路圖如圖4所示.圖中，T1為高頻變壓器，G1—G4為主開關(guān)管，L1為諧振電感.設(shè)定開關(guān)管G1、G2為超前臂，G3、G4為滯后臂.

圖4 全橋電路典型電路圖Fig.4 Typical diagram of full-bridge circuit

3.1 高頻變壓器的設(shè)計

首先根據(jù)功率容量AP乘積公式來進(jìn)行估算，為了多留些余地，可減小主功率變壓器的最大工作磁通密度Bm=1 000 Gs，可計算得:

式中:PT為變壓器功率；η為效率；fs為開關(guān)頻率；σ、Km、Kc為常數(shù).

厚型EE70的磁芯有效截面積Ae=6.6 cm2，窗口面積AQ=5.85 cm2，因此厚型EE70的功率容量AP= 38.7，可見它的功率容量足夠大[9].

再來計算原邊繞組的匝數(shù)值:

原副邊匝數(shù)比為:

副邊繞組匝數(shù)經(jīng)計算有Ns=Np/n=2.5，實際取3匝，原邊實際取60匝.

3.2 主開關(guān)管的選用

本設(shè)計開關(guān)頻率較高，故主開關(guān)管選用MOSFET.已知輸入直流母線電壓最大為370 V，考慮一定余量，額定電壓選為600 V.由式（1）可知，流過開關(guān)管的最大電流大約為 21 A.最終選用美國仙童公司的FCH47N60F，耐壓值為600 V，耐流值47 A.

3.3 諧振電感參數(shù)設(shè)計

由已選MOSFET型號可知，集電極到發(fā)射極間的輸出電容容量為Coes=530 pF，忽略變壓器原邊繞組電容Car，則由滯后橋臂實現(xiàn)零電壓開通（ZVS）的條件為[10]:

流過諧振電感的最大電流為:

同時，為了防止在滿載或大電流情況下占空比嚴(yán)重丟失，諧振電感量取10 μH，最大電流為15 A.

3.4 芯片外圍設(shè)計

UCC3895內(nèi)部振蕩器的振蕩頻率是開關(guān)頻率的兩倍，因此，開關(guān)頻率的設(shè)計取決于芯片內(nèi)部振蕩頻率的選取[11].芯片內(nèi)的振蕩器由可調(diào)電流對CT充電，CT上的鋸齒波峰值電壓為2.35 V，由下式可計算振蕩周期:

式中:CT的取值范圍為100～800 pF，實際取值800 pF；RT為振蕩器定時電阻，取6 kΩ.則振蕩器頻率約200 kHz，PWM脈沖信號頻率為100 kHz.

對兩個半橋電路提供各自的延遲，以適應(yīng)不同諧振電容器的充電電流[12].每級的延遲時間可按下式來設(shè)置:式中:RDEL為延遲電阻.通過設(shè)置不同的延遲電阻阻值，利用電流傳感器反饋的電流采樣電壓和延遲設(shè)置端的偏置電壓，可以實現(xiàn)延遲時間的自適應(yīng)調(diào)節(jié).

ADS腳可以改變延遲腳DELAB和DELCD上的輸出電壓，ADS腳的電壓應(yīng)該在0～2.5 V之間，并且它必須小于或者等于CS腳的電壓.DELAB和DELCD也將被鉗位在最小值0.5 V.

3.5 移相全橋電路

綜合以上設(shè)計并結(jié)合UCC3895芯片手冊，移相全橋電路的電路圖如圖5所示.

圖5 移相全橋電路圖Fig.5 Circuit diagram of phase-shifted full-bridge

4 實驗結(jié)果

為了驗證總體結(jié)構(gòu)和控制方法的正確性，本文對樣機(jī)的功率因數(shù)、全橋ZVS和效率進(jìn)行了測試.

4.1 功率因數(shù)和頻譜圖

樣機(jī)在額定電壓和額定負(fù)載時，用杭州遠(yuǎn)方的PF9811數(shù)字功率計測得的波形如圖6所示.

圖6 功率因數(shù)和頻譜波形Fig.6 W aveform of power factor and spectral

圖6（a）的波形表示了電壓和電流的跟隨情況.圖6（b）和圖6（c）是電壓和電流頻譜圖，橫坐標(biāo)表示諧波次數(shù)，縱坐標(biāo)表示各次諧波占基波的百分比.對于各次諧波值，應(yīng)當(dāng)以電流諧波值（百分?jǐn)?shù)）為主、以電壓諧波值為輔；特別是當(dāng)電源的負(fù)載功率減輕時，其電流諧波百分比明顯增大，主要表現(xiàn)在奇次諧波值的敏感性變大；而電壓或電流的偶次諧波數(shù)值變化都很小，絕大多數(shù)偶次諧波電壓值為零.由圖6可知，電源穩(wěn)定運(yùn)行時，樣機(jī)的功率因數(shù)高達(dá)0.97，諧波符合IEC要求，電能質(zhì)量水平得到了明顯改善.

4.2 軟開關(guān)（ZVS）波形

軟開關(guān)波形由Tektronix TDS2024B型示波器采集，超前臂G1和滯后臂G4的ZVS波形如圖7所示.圖7（a）和圖7（b）中，通道1為開關(guān)管漏源兩端的電壓波形，縱坐標(biāo)250 V/格，橫坐標(biāo)500 ns/格；通道2為驅(qū)動波形，縱坐標(biāo)10 V/格，橫坐標(biāo)500 ns/格.

由圖7可知，通道1所示超前臂G1開關(guān)管的驅(qū)動脈沖信號是在開關(guān)管兩端電壓下降到零之后才開始發(fā)生變化，即G1開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷；同理，滯后臂開關(guān)管的PWM驅(qū)動脈沖開始上升時，G4開關(guān)管DS兩端電壓早已下降到零，實現(xiàn)了零電壓開通.

圖7 開關(guān)管的ZVS波形Fig.7 W aveform of zero voltage sw itch

4.3 效率和調(diào)整率測試

電壓調(diào)整率表示當(dāng)輸入電壓在規(guī)定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓的變化率.電流調(diào)整率是衡量開關(guān)電源在負(fù)載電流發(fā)生變化時，輸出電壓保持恒定的一種能力.表1為額定輸入電壓下，負(fù)載條件變化時的效率測試結(jié)果，表2為系統(tǒng)線性調(diào)整率的測試結(jié)果.

表1 負(fù)載調(diào)整率和效率Tab.1 Load adjustment rate and efficiency

表2 電壓調(diào)整率和效率Tab.2 Voltage adjustment rate and efficiency

由表1可以看出，負(fù)載變化時，輸出電壓基本穩(wěn)定，負(fù)載調(diào)整率小于1%，效率大于85%，符合設(shè)計要求.同時隨著負(fù)載的增加，系統(tǒng)的效率有所降低，原因主要是當(dāng)1/3負(fù)載后，系統(tǒng)已經(jīng)完全實現(xiàn)軟開關(guān)，不存在開關(guān)損耗的問題，所以效率的損失主要是由于開關(guān)管的導(dǎo)通損耗.故負(fù)載越重，電流越大，導(dǎo)通損耗越大，效率越低.從表2中可以看出，當(dāng)輸入母線電壓變化時，輸出電壓幾乎不變，線性調(diào)整率小于1%，滿足設(shè)計要求.

5 結(jié)束語

本文將功率因數(shù)校正技術(shù)和全橋移相技術(shù)結(jié)合在一起，設(shè)計了一款高頻大功率開關(guān)電源，工作頻率高達(dá)100 kHz，輸出功率高達(dá)2 kW，效率大于85%.功率因數(shù)和諧波符合規(guī)范，全橋開關(guān)管實現(xiàn)了軟開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，提高了效率.然而對于電源的應(yīng)用和推廣來說，研制成本至關(guān)重要，所以為了實現(xiàn)成本和性能的最優(yōu)化，有必要進(jìn)一步優(yōu)化主電路參數(shù).

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Design of sw itching power with PFC and phase-shifted full-bridge soft sw itching techniques

FU Xian-song1，ZHANG Yuan1，2，NIU Ping-juan1
（1.Engineering Research Center of High Power Solid State Lighting Application System of Ministry of Education，Tianjin Polytechnic University，Tianjin 300387，China；2.School of Electronics and Information Engineering，Tianjin Polytechnic University，Tianjin 300387，China）

Traditional switching power supply has low efficiency and pollution on the grid，power factor correction（PFC）technology and soft switching technology is used to achieve high efficiency and low pollution.The main circuit and control circuit were theoretically designed and their parameters were estimated.The switching power prototype with 2 kW is designed，and the power factor of the prototype and experimental waveforms of phase-shifted full-bridge ZVS were gived.The result shows that this design is practicable and its performance can meet the design requirements.

power factor correction（PFC）；zero voltage switching；phase-shifted control

TN86

A

1671－024X（2015）04－0063－05

10.3969/j.issn.1671-024x.2015.04.013

2015-01-26

科技型中小企業(yè)技術(shù)創(chuàng)新資金資助項目（13ZXCXGX31700）

付賢松（1976—），男，博士，副教授，研究方向為數(shù)模混合集成電路設(shè)計和LED驅(qū)動設(shè)計.E-mail:fuxians@163.com