移相占空比控制的三端口雙向直流變換器

王政,　儲凱,　張兵,　張玥

(東南大學 電氣工程學院,江蘇 南京 210096)

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移相占空比控制的三端口雙向直流變換器

王政,儲凱,張兵,張玥

(東南大學 電氣工程學院,江蘇 南京 210096)

摘要:針對三端口隔離型雙向直流變換器在端口輸入電壓不匹配時部分開關器件不能實現(xiàn)軟開關的問題,研究了基于伏秒積相等的移相加占空比的控制策略。詳細分析了三端口隔離型雙向直流變換器的工作原理、等效電路和功率方程,該變換器通過一個三繞組變壓器,將多個直流源相連,結(jié)構(gòu)緊湊、功率密度高,同時使用變壓器漏感和開關器件寄生電容可以實現(xiàn)器件軟開關,減小功率損耗。給出了移相加占空比的控制策略,建立了變換器的小信號模型。在理論分析的基礎上搭建了仿真模型和實驗平臺,仿真和實驗結(jié)果表明采用移相加占空比的控制策略能夠擴大軟開關的范圍,動態(tài)實驗波形證明系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。

關鍵詞:三端口變換器; 軟開關; 移相控制; 占空比; 伏秒積

儲凱(1991—)，男，碩士研究生，研究方向為功率變換、新能源發(fā)電技術；

張兵(1990—)，男，碩士研究生，研究方向為多電平變換器拓撲及控制；

張玥(1991—)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子變換器設計及控制。

0引言

隨著社會的發(fā)展,人們對于能源的需求也迅速增大。與此同時,我們所面臨的能源和環(huán)境問題也日益突出。因此,新能源發(fā)電技術飛速發(fā)展。但相比傳統(tǒng)能源發(fā)電方式,新能源發(fā)電具有波動性和隨機性[1-2]。為了提高新能源發(fā)電的供電質(zhì)量,需要加入儲能裝置,來改善功率波動[3]。

一般來說,直流發(fā)電單元和儲能單元電壓等級較低,需要通過雙向直流變換器進行升壓,才能滿足并網(wǎng)逆變器的要求。直流變換器[4-5]一般分為兩種類型:非隔離型和隔離型。非隔離型直流變換器拓撲結(jié)構(gòu)簡單,使用元器件較少[6],但是,其升壓范圍有限,而且不具有電氣隔離能力。隔離型直流變換器在輸入和輸出側(cè)之間有高頻變壓器,能夠?qū)崿F(xiàn)良好的電氣隔離。而且通過合適的匝比設計可以匹配不同的電壓等級,拓寬升、降壓范圍[7-9]。

有多個直流源時需要多個直流變換器,這樣結(jié)構(gòu)復雜,功率密度低,多個變換器之間還需要進行協(xié)調(diào)控制[10]。文獻[11]提出了一種應用于燃料電池/蓄電池混合系統(tǒng)的三端口隔離型雙向直流變換器。其關鍵是采用一臺三繞組變壓器,連接燃料電池、蓄電池和負載,結(jié)構(gòu)緊湊,功率密度高。利用變壓器漏感和開關器件寄生電容還可以實現(xiàn)軟開關,減小功率損耗,提高開關頻率。

本文詳細分析設計了三端口隔離型雙向直流變換器,并將其應用于光伏發(fā)電系統(tǒng),光伏電池兩端的電壓會隨著功率發(fā)生變化,基于伏秒積相等的原理,采用移相加占空比的控制策略,解決了電壓不匹配時變換器部分開關器件不能實現(xiàn)軟開關的問題。采用占空比控制時變換器功率方程十分復雜,本文根據(jù)簡化的基波功率方程推導了移相加占空比控制時變換器的小信號模型,完成了三端口隔離型雙向直流變換器的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗。

1變換器分析

1.1　等效電路和功率方程

本文設計的三端口隔離型雙向直流變換器如圖1所示。光伏發(fā)電單元和蓄電池分別經(jīng)過全橋變換器Ⅰ、Ⅲ和三繞組變壓器相連。變壓器的另一個端口經(jīng)過全橋變換器Ⅱ和直流母線相連。

三端口隔離型雙向直流變換器等效電路如圖2所示。圖2(a)將一個三繞組變壓器等效為兩個理想雙繞組變壓器,變比分別為1:n2和1:n3,u1、u2、u3為加在變壓器三個繞組上的等效方波電壓,Lm是變壓器的等效勵磁電感,L1、L2、L3分別為三個繞組的漏感,i1、i2、i3為三個繞組的輸入電流。由于變壓器的勵磁電感比較大,建立簡化模型時可以忽略。按照兩個理想雙繞組變壓器各自變比1:n2和1:n3,將二次側(cè)、三次側(cè)的電壓、電流、漏感折算到一次側(cè),可以得到如圖2(b)所示的Y型一次側(cè)等效電路。圖中,L2′、i2′、u2′分別是二次側(cè)折算到一次側(cè)的漏感、電流和電壓;L3′、i3′、u3′分別是三次側(cè)折算到一次側(cè)的電感、電流和電壓。Y型一次側(cè)等效電路中,漏感L1、L2′、L3′是Y型連接,進行Y-Δ變換,得到如圖2(c)所示的Δ型一次側(cè)等效電路,圖中,L12、L13、L23是變換之后的等效漏感。

圖1　三端口變換器的拓撲結(jié)構(gòu)示意圖

由圖2(c)中Δ型一次側(cè)等效電路,可以看出三端口的任意兩個端口都可以按照兩端口直流變換器公式[12]進行計算,進行疊加,則可推導出三端口隔離型雙向直流變換器的功率表達式。

(1)

(2)

(3)

P1=P12+P13，

(4)

P2=P23-P12，

(5)

P3=-P23-P13。

(6)

其中,P12為端口1向端口2輸出的功率,P13為端口1向端口3輸出的功率,P23為端口2向端口3輸出的功率;P1為端口1輸出的總功率,P2為端口2輸出的總功率,P3為端口3輸出的總功率;V1為端口1的輸入電壓,V2′為折算到一次側(cè)的端口2的輸出電壓,V3′為折算到一次側(cè)的端口3的輸出電壓;ω=2πf,f為開關頻率;φ12為端口2和端口1之間的移相角,φ13為端口3和端口1之間的移相角,φ23為端口3和端口2之間的移相角,φ23=φ12-φ13。

圖2　三端口變換器等效電路

1.2　軟開關運行

經(jīng)典的雙有源全橋雙向直流變換器存在軟開關范圍較窄的問題[13]。本文的三端口隔離型雙向直流變換器由雙有源全橋雙向直流變換器拓展而來,存在同樣的問題。當一個或多個端口的電壓發(fā)生較大變化時部分開關器件無法實現(xiàn)零電壓開關(zero voltage switching,ZVS)。

文獻[14]分析了雙有源全橋雙向直流變換器采用伏秒積相等的占空比控制策略時電壓和電流的波形,所有開關器件都可以實現(xiàn)零電壓開關或者零電流開關(zero current switching,ZCS)。開關時刻每個繞組輸入電流的幅值決定繞組對應橋臂開關器件的零電壓開關狀態(tài),電壓方波的上升沿輸入電流為負值、下降沿輸入電流為正值則該橋臂所有開關器件都可以實現(xiàn)零電壓開關。在三端口隔離型雙向直流變換器的Δ型一次側(cè)等效電路中,三個端口的輸入電流可以如下表示:

(7)

只要每個分支的電流都滿足ZVS的條件或者一個滿足ZVS的條件另一個滿足ZCS的條件,則由兩個分支電流組合而成的輸入電流可以確保該橋臂開關器件滿足ZVS的條件。采用伏秒積相等的占空比控制,三端口隔離型雙向直流變換器所有的開關器件都可以實現(xiàn)零電壓開關。

在本文的設計中,輸出電壓是經(jīng)過電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)的,可以認為保持恒定,由蓄電池的伏安特性曲線可知,它的端電壓也可以認為基本保持不變。為了提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的效率,一般采用最大功率點跟蹤技術,使得光伏電池保持輸出最大功率,這將使得光伏電池的輸出電壓隨之發(fā)生變化,可能導致三端口隔離型雙向直流變換器端口電壓不匹配,部分開關器件無法實現(xiàn)軟開關。可以在光伏電池側(cè)采用占空比控制,實現(xiàn)三個端口的伏秒積相等。

變壓器的匝比可由下式確定:

(8)

其中,Uimin為光伏側(cè)的最小輸入電壓,Ub為蓄電池側(cè)電壓,Uo為直流母線即輸出側(cè)電壓。光伏側(cè)的占空比D由下式確定:

(9)

式中Ui為光伏電池的實時工作電壓。由此可以保證在光伏電池兩端的電壓發(fā)生變化時,三個端口的伏秒積保持相等,變換器所有的開關器件都可以實現(xiàn)零電壓開關。

1.3　系統(tǒng)建模

對于移相控制的變換器,使用傳統(tǒng)的狀態(tài)空間平均技術難以建立全階的小信號模型,因為漏感電流在一個開關周期內(nèi)的平均值是零,在模型中不能作為一個狀態(tài)變量?？梢栽诜€(wěn)態(tài)工作點附近進行線性化,推導出變換器的小信號模型。采用移相加占空比控制時,三端口隔離型雙向直流變換器的功率方程將變得十分復雜,增加了計算難度。文獻[15]中推導了三端口隔離型雙向直流變換器基波功率的表達式,基波功率與總功率十分接近,可以用基波功率推導小信號模型,簡化計算?；üβ实谋磉_式為:

(10)

(11)

(12)

其中V2′、V3′是折算到一次側(cè)的電壓,V2′=V2/n2、V3′=V3/n3。

二次側(cè)平均輸出電流的表達式為:

(13)

將電流I2在工作點A=(φ12A,φ13A,DA)附近進行Taylor展開。

I2A+G11Δφ12+G12Δφ13，

(14)

其中

端口3平均輸出電流的表達式為:

(15)

將電流I3在工作點A=(φ12A,φ13A,DA)附近進行Taylor展開。

I3A+G21Δφ12+G22Δφ13，

(16)

其中

可以求出變換器的小信號傳函矩陣表達式:

(17)

1.4　控制策略

三端口隔離型雙向直流變換器的控制策略如圖3所示,實時檢測直流母線的輸出電壓Uo并與給定電壓做差,將誤差信號送入PI控制器,得到端口2即直流母線側(cè)和端口1即光伏發(fā)電單元側(cè)之間的移相角φ12;實時檢測光伏發(fā)電單元的輸出電流,該電流信號為變化的交流信號,采用低通濾波器濾除其交流成分,得到平均輸出電流Ii,與光伏發(fā)電單元兩端的實時監(jiān)測電壓Ui相乘,獲得光伏發(fā)電單元的輸出功率Pi,再與給定的發(fā)電功率做差,將誤差送入PI控制器,得到端口3即蓄電池側(cè)和端口1即光伏發(fā)電單元側(cè)之間的移相角φ13。這樣通過兩個PI閉環(huán),可以實現(xiàn)輸出電壓恒定和光伏發(fā)電單元按給定功率輸出。將光伏發(fā)電單元的最小電壓Uimin與實時監(jiān)測到的光伏發(fā)電單元兩端的電壓Ui做商可以求出占空比D。相同移相角改變占空比會使得輸出功率發(fā)生變化,系統(tǒng)中控制器可以自動調(diào)節(jié)移相角,保證占空比發(fā)生變化時功率保持恒定。

圖3　控制策略示意圖

蓄電池側(cè)的功率并沒有直接控制,蓄電池自動平衡發(fā)電單元和負載側(cè)的功率,既可以輸出功率又可以吸收功率。也可以通過調(diào)節(jié)發(fā)電單元的給定輸出功率實現(xiàn)對蓄電池的恒流充電。平均電流Ib可以表示為:

Ib=(Pi-Po-PLoss)/Vb，

(18)

其中,Po為輸出功率即負載側(cè)功率,PLoss為系統(tǒng)損耗功率,Vb為蓄電池兩端的電壓。

2仿真驗證

使用Saber搭建三端口隔離型雙向直流變換器的仿真模型,仿真參數(shù)為:開關頻率f=20 kHz,輸入電壓Ui=80 V,蓄電池電壓Ub=12 V,輸出電壓Uo=80 V,負載電阻R=60 Ω,變壓器的變比N1∶N2∶N3=5∶1∶7,輸出濾波電容C=2 200 μF。采用標準移相控制和采用移相加占空比的變壓器三個端口的電壓、電流波形分別如圖4和圖5所示,圖中從上到下分別為變壓器一次側(cè)、二次側(cè)、三次側(cè)的電壓和電流波形。

圖4　標準移相控制仿真波形

Fig. 4Simulation waveforms with normal

phase shift control

圖4中輸入電壓Ui=80 V、蓄電池電壓Ub=12 V、輸出電壓Uo=80 V,端口電壓不匹配即伏秒積不相等。由圖可以看出,端口1光伏側(cè)和端口3蓄電池側(cè)還可以實現(xiàn)軟開關,電壓方波的上升沿對應電流為負值,下降沿對應電流為正值;但是端口2直流輸出電壓側(cè)已經(jīng)不能實現(xiàn)軟開關,電壓方波的上升沿對應電流為正值,下降沿對應電流為負值。

圖5　移相加占空比控制仿真波形

Fig. 5Simulation waveforms by using duty

cycle and phase shift control

圖5中端口1光伏側(cè)采用占空比控制,D=Uimin/Ui=60/80=3/4,三個端口的伏秒積相等。由圖5可以看出,采用移相加占空比控制,三個端口所有的開關器件都可以很好的實現(xiàn)零電壓開關。每一個電壓波形的上升沿都對應負電流、下降沿對應正電流。仿真波形很好的驗證了基于伏秒積相等的移相加占空比控制策略的有效性。

3實驗驗證

選用TI公司的TMS320F28335作為控制器,選用英飛凌公司IPP65R099C6型號的MOSFET作為開關器件,選用KIKUSUI公司PAN110-10A型號的直流電源來代替光伏電池作為端口1的輸入,蓄電池選用松下公司生產(chǎn)的LC-XC1221P型號的鉛酸電池。搭建三端口隔離型雙向直流/直流變換器的實驗平臺,除輸入電壓外,實驗參數(shù)與仿真參數(shù)相同,實驗波形如圖6、7所示,其中u1、u2、u3分別為高頻變壓器三個端口的電壓,i1、i2、i3分別為高頻變壓器三個端口的電流。圖6中輸入電壓Ui=60 V,端口電壓匹配伏秒積相等,對應占空比D=1,即為標準的移相控制?？梢钥闯鲭妷翰ㄐ问蔷哂幸欢ㄒ葡嘟堑姆讲?電壓波形的上升沿都對應負電流、下降沿對應正電流,可以很好地實現(xiàn)軟開關。

圖6　電壓匹配實驗波形

Fig. 6Experimental waveforms with match of

the port voltage

圖7中輸入電壓Ui=80 V,與仿真參數(shù)相同,采用占空比控制。電壓、電流波形與仿真波形基本相同,所有開關器件都可以很好地實現(xiàn)軟開關。

圖7　移相加占空比控制實驗波形

Fig. 7Experimental waveforms by using duty cycle and phase shift control

實驗過程中,對負載進行切換,實驗波形如圖8所示。

圖8　切換負載,動態(tài)波形

圖中,Uo為輸出電壓,Ib為蓄電池側(cè)平均輸入電流,Ii為電源側(cè)平均輸入電流。圖8(a)中,突然增大負載即減小電阻值,輸出電壓存在一定的減小,在電壓環(huán)的控制作用下,輸出電壓又逐漸增大,基本恢復到初始電壓并保持穩(wěn)定;電流環(huán)使得電源側(cè)平均輸入電流保持恒定,即電源輸入功率恒定;此時增大的功率由蓄電池提供,圖中蓄電池的平均輸入電流Ib增大。圖8(b)中,突然減小負載即增大電阻值,輸出電壓存在一定的增大,在電壓環(huán)的控制作用下逐漸減小,基本回到初始值;電流環(huán)的控制使得電源平均輸入電流保持恒定;輸出功率減小使得蓄電池的平均輸入電流減小。

4結(jié)論

本文分析了三端口隔離型雙向直流變換器的工作原理,建立了等效電路,推導了功率方程?；üβ史匠毯喕艘葡嗉诱伎毡瓤刂茣r變換器小信號模型的推導。三端口隔離型雙向直流變換器能夠匹配不同電壓等級的直流源,并利用變壓器的漏感和寄生電感可以進行諧振,實現(xiàn)軟開關,結(jié)構(gòu)緊湊、功率密度高。本文采用基于伏秒積相等的占空比控制策略,仿真和實驗都可以證明該方法能夠很好地擴大變換器的軟開關范圍。切換負載的動態(tài)過程表明本文中采用的雙閉環(huán)移相控制具有很好的動態(tài)控制性能。

參 考 文 獻:

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(編輯：張詩閣)

Three-port bidirectional DC/DC converter with duty cycle and phase-shifting control

WANG Zheng,CHU Kai,ZHANG Bing,ZHANG Yue

(School of Electrical Engineering, Southeast University, Nanjing 210096, China)

Abstract:For part of switching devices in the isolated three-port bidirectional DC/DC converter cannot achieve soft switching under large voltage ratios, based on volt-second products equal duty cycle and phase-shifting control was studied. The operating principle, equivalent circuit and power equation of the isolated three-port bidirectional DC/DC converter were analyzed in detail. The converter consists of a three-winding transformer linking multiple DC sides. Its structure is compact and its power density is high. The leakage inductance of transformer and parasitic capacitor of switching devices realize soft-switching operation, in such a way that power loss is reduced and the switching frequency is increased. The realization of duty cycle and phase-shifting control was given, and small signal model of the system was also developed. Both simulation and experiment verified the validity of the proposed control scheme.

Keywords:three-port converter; soft-switching; phase-shifting control; duty cycle; volt-second products

通訊作者:王政

作者簡介:王政(1979—)，男，博士，副教授，博士生導師，研究方向為電機與電力電子系統(tǒng)以及應用；

基金項目：航空科學基金(20142869014);江蘇省教育廳高校“青藍工程”(1116000195)

收稿日期:2014-10-14

中圖分類號:TM461

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2015)07-0081-07

DOI:10.15938/j.emc.2015.07.012