逆變式高頻窄脈沖微弧氧化電源的設計*

楊凱 曹彪 丁理 楊廣 黃增好

(1.華南理工大學 機械與汽車工程學院，廣東 廣州 510640;2.廣州市精源電子設備有限公司，廣東 廣州 510730)

微弧氧化(MAO)是一種通過微電弧與電解液的綜合作用，在有色金屬材料表面原位生長陶瓷膜的表面改性技術［1-3］.微電弧放電現(xiàn)象直接影響著處理過程的能耗和膜層的特征性能［4-6］.微弧氧化電源輸出的波形及電參數(shù)直接影響著微弧氧化過程中的微電弧放電現(xiàn)象，是保證微弧氧化工藝的關鍵環(huán)節(jié)之一.目前用于微弧氧化處理的電源設備種類繁多，根據其輸出可以分為交流源、直流源、脈沖直流源和變極性脈沖電源［7-10］.普通的交流源和直流源連續(xù)作用時間長、電弧不可控、能耗高、處理效果差，脈沖電源、變極性電源則能更好地控制電弧放電，處理過程可控性更好，獲得的膜層性能更優(yōu)異［11-12］.傳統(tǒng)脈沖電源作用于電解槽負載時，負載呈現(xiàn)的容性效應會使電壓脈沖在關斷時出現(xiàn)“拖尾”現(xiàn)象，很難實現(xiàn)真正意義上的高頻輸出.高頻輸出時，脈沖關斷時負載電壓下降較慢，負載電壓維持在擊穿電壓之上，出現(xiàn)持續(xù)放電現(xiàn)象;低頻輸出時，脈沖持續(xù)時間較長，很難對輸出脈沖能量進行精細控制，因此傳統(tǒng)脈沖電源處理過程中的電弧特性可控性較差，易出現(xiàn)大弧燒蝕現(xiàn)象，破壞膜層性能.

文中基于實際的工藝要求，對微弧氧化系統(tǒng)的負載特性進行了仿真分析及實驗對比，探索了一種基于兩級逆變技術的可實現(xiàn)脈沖波形快速上升與下降和極性切換時能量快速存儲與釋放的拓撲結構，詳述了可實現(xiàn)多波形輸出、脈沖參數(shù)寬范圍調節(jié)功能的協(xié)同控制策略及對應的電路工作模式，對比分析了高頻窄脈沖處理與低頻寬脈沖處理獲得的膜層表面微觀結構，以驗證高頻窄脈沖電源的有效性.

1 微弧氧化系統(tǒng)

1.1 實驗測試平臺

文中采用的實驗測試平臺如圖1 所示，其中電源設備為自制的高頻窄脈沖電源，電解液為堿性硅酸鹽溶液，基體材料選用6061 鋁合金.電源輸出的正極與待處理工件連接作為電解系統(tǒng)的陽極，電源負極與不銹鋼電解槽連接作為電解系統(tǒng)的陰極.為使處理過程中電解液的溫度保持在25 ℃左右，使用了外部冷卻系統(tǒng)對電解槽溫度進行控制.為保證處理過程中電解液成分均勻，不發(fā)生沉淀現(xiàn)象，電解槽中安裝有攪拌系統(tǒng).在不銹鋼槽底座下墊放一塊絕緣板，以保證操作人員的人身安全.

處理過程中負載端的電信號(電壓、電流)通過圖示的數(shù)據采集卡NI 6133 進行實時采集，采集得到的數(shù)據通過USB 傳送給電腦進行分析處理.

圖1 MAO 系統(tǒng)及其測試平臺示意圖Fig.1 Schematic diagram of MAO system and its test platform

1.2 電源負載特性分析

目前對膜層負載特性的研究手段主要有電化學阻抗譜法(EIS)和頻率響應分析法［13-16］.利用EIS法獲得的電解液負載的等效電路模型如圖2(a)所示，盡管該模型是基于小信號和靜態(tài)膜層的研究結果，無法準確地表征負載特性的動態(tài)變化過程，但對于定性解釋一些電化學現(xiàn)象及分析負載特性有一定的參考意義.基于實際處理過程中高電壓、大電流的情況，負載等效電路模型可簡化為圖2(b)所示電路，電路中各參數(shù)值可通過對實驗數(shù)據的參數(shù)進行擬合獲得.

圖2 MAO 系統(tǒng)中電解液負載的等效電路模型［14］Fig.2 Equivalent circuit model of electrolyte load in MAO system

2 主電路設計

2.1 設計要求

根據實際工藝需要，為適用不同的輸出配置方式，將電源設計成具有電壓控制、電流控制及混合控制等控制方式，能輸出直流、單極性脈沖及變極性脈沖等多種波形.輸出電壓范圍為0～1 200 V，輸出電流范圍為0～10 A，脈沖頻率范圍為10 Hz～20 kHz，脈沖寬度最窄可達20 μs.

2.2 電路拓撲結構

為實現(xiàn)多波形輸出，電源采用的主電路拓撲結構如圖3 所示，主電路包括了三相整流濾波電路、前級逆變電路、高頻變壓器、次級阻抗匹配電路和后級逆變電路等部分.該拓撲在傳統(tǒng)的兩級橋式逆變電路結構上調整了次級阻抗匹配電路(由場效應管K1、R、L2和C2組成)，用以實現(xiàn)變極性脈沖輸出時正負脈沖幅值的快速切換及脈沖波形的快速上升.前級逆變電路采用功率MOSFET 作為開關器件，開關頻率為100 kHz.高頻變壓器采用多輸出繞組輸出形式，繞組經全橋整流后串聯(lián)輸出，以實現(xiàn)1 200 V電壓輸出.后級逆變電路開關管選用耐壓值為2 500 V 的絕緣柵雙極晶體管(IGBT)，其開關頻率由輸出脈沖頻率決定，在10 Hz～20 kHz 范圍內可調.

圖3 電源主電路拓撲圖Fig.3 Main circuit topology of power supply

主電路中后級逆變電路直流母線端的電壓/電流信號用于電源輸出反饋控制，變壓器初級電流信號用于電源的過流保護.

3 控制系統(tǒng)設計

3.1 控制策略

基于以上主電路結構，需要通過對前后級進行協(xié)同控制及次級阻抗匹配電路的同步控制才能實現(xiàn)多波形輸出.電源采用前級逆變對輸出功率進行調節(jié)，利用后級逆變控制輸出波形及脈沖參數(shù)(頻率、個數(shù)、脈寬).在后級逆變控制的同時需要對前級逆變及次級阻抗匹配電路進行同步控制，以利于實現(xiàn)回路能量的快速存儲及釋放.

3.2 電路工作模式

圖4 兩級逆變電路驅動信號示意圖Fig.4 Schematic diagram of driving signal for two-stage inverter circuit

3.2.1 直流

當輸出為直流模式時，前后級逆變電路的協(xié)同控制信號如圖4(a)所示，后級逆變電路的工作模式如圖5(a)所示.前級逆變開關頻率為100 kHz，工作在推挽模式;后級逆變保持VT1和VT3導通，VT2和VT4截止，負載端電壓VAB為正，輸出功率由前級逆變占空比調節(jié).

圖5 電路的工作模式Fig.5 Operation process of circuits

3.2.2 單極性脈沖

當輸出為單極性脈沖時，前后級逆變電路的協(xié)同控制信號如圖4(b)所示，后級逆變電路的導通周期(T)及導通時間(Ton)決定了輸出脈沖的周期及脈寬.前級逆變電路只在脈寬輸出(Ton)時正常導通，其他時間(Toff)處于截止狀態(tài);通過改變前級逆變占空比可實現(xiàn)對輸出脈沖功率的調節(jié)，前級逆變開關頻率為100 kHz，工作在推挽模式.

脈寬輸出時間Ton內后級逆變電路的工作模式如圖5(a)所示，VT1和VT3導通，負載端電壓VAB為正，同時給電容C2充電.脈寬截止時間Toff內，后級逆變電路工作模式如圖5(b)所示，VT1和VT3截止，VT2導通與VD3構成能量釋放通道，負載端電壓VAB迅速降為0.

3.2.3 變極性脈沖

當輸出為變極性脈沖時，前后級逆變電路的協(xié)同控制信號如圖4(c)所示，前級逆變電路在導通時間(TPon和TNon)及極性切換需要預充電(T1或T2)時正常導通，其他時間截止，后級逆變電路的導通周期(TP或TN)及導通時間決定了輸出正負脈沖的頻率及脈寬.前級逆變開關頻率為100 kHz，工作在推挽模式，通過改變前級逆變占空比可實現(xiàn)對正負脈沖功率的調節(jié).

正脈沖輸出時的電路工作模式與單極性脈沖輸出時相同.負脈沖輸出時間(TNon)內的電路工作模式如圖5(e)所示，VT2和VT4導通，負載端電壓VAB為負，同時給電容C2充電.負脈沖截止時間TNoff內的電路工作模式如圖5(f)所示，VT2和VT4截止，VT3導通與VD2構成能量釋放通道，VAB迅速降為0.

當正脈沖幅值低于負脈沖幅值時，正脈沖切換到負脈沖的時間T1內電路工作模式如圖5(d)所示，前級逆變導通對C2充電，實時檢測C2端電壓，當達到負脈沖幅值時，立即切換至負脈沖輸出狀態(tài).負脈沖切換到正脈沖的時間T2內，電路工作模式如圖5(g)所示，K1導通，使C2端能量通過R 釋放，實時檢測C2端電壓，當釋放至正脈沖幅值時，立即切換至正脈沖輸出狀態(tài).

當正脈沖幅值高于負脈沖幅值時，正脈沖切換到負脈沖的時間T1內電路工作模式如圖5(c)所示，K1導通，使C2端能量通過R 釋放，實時檢測C2端電壓，當達到負脈沖幅值時，立即切換至負脈沖輸出狀態(tài).負脈沖切換到正脈沖的時間T2內，電路工作模式如圖5(h)所示，前級逆變導通對C2充電，實時檢測C2端電壓，當?shù)竭_正脈沖幅值時，立即切換至正脈沖輸出狀態(tài).

4 實驗與結果分析

4.1 仿真

基于圖2(b)所示的負載等效電路模型，利用Simulink 模塊對電源輸出電壓脈沖波形進行仿真.根據實際測試電壓、電流波形數(shù)據擬合得到負載模型參數(shù)R1=0.002Ω，R2=0.020Ω，C1=0.0028F.前級逆變使用300 V 直流電源替代，輸出頻率為10 kHz，占空比為50%時的仿真結果如圖6 所示.

由圖6 可知:脈沖關斷和未加能量釋放通道時，電壓波形出現(xiàn)了明顯的“拖尾”現(xiàn)象，從而驗證了負載的容性效應;施加能量釋放通道后的電壓波形，說明該通道能在脈沖關斷時快速實現(xiàn)負載端能量的釋放;當電壓上升到一定值后，由于等效電路中的電容作用，電源負載電壓呈指數(shù)增加;脈沖關斷時，等效電容開始放電，負載兩極板間的電壓呈指數(shù)衰減.

圖6 負載電壓的仿真結果Fig.6 Simulation results of load voltage

圖7 不同控制模式下的脈沖輸出波形Fig.7 Output pulse waveforms of different control modes

4.2 波形分析

采用圖1 所示的測試平臺對6061 鋁合金微弧氧化處理波形進行測試分析.圖7(a)和7(b)分別是電壓和電流控制模式下10 kHz 脈沖的輸出波形，從圖中可知:脈沖開通瞬間由于負載端電壓突變造成類似電容充電的電流過沖現(xiàn)象，隨后電流值很快回落，電流波形還會呈現(xiàn)出與前級逆變周期同步的鋸齒狀脈動;脈沖關斷瞬間，負載電壓反向短路放電，造成反向電流過沖.恒壓模式下，初始幾個脈沖作用時，電極－膜層－氣體－電解液四相系統(tǒng)存在復雜的電化學反應，使初始電流值較大，隨著負載端趨于穩(wěn)定，脈沖電流也趨于穩(wěn)定;恒流模式下，由于初始電流較大，電流脈沖出現(xiàn)下降后再上升最后趨于穩(wěn)定的過程.隨著處理時間的延長，鋁合金表面膜層厚度隨之增加，膜層擊穿電壓也隨之升高.恒壓控制時，后期由于擊穿力度不夠，放電強度逐漸減弱直至無微弧放電產生，脈沖電流隨之逐漸減小至接近于0;恒流控制時，脈沖電壓逐漸上升直至后期達到膜層擊穿上限閾值，產生劇烈的大弧放電，破壞膜層結構及性能.

圖7(c)是電流控制模式下20 kHz 脈沖的輸出波形，脈寬為20 μs.圖7(d)是電壓控制模式下10 kHz變極性脈沖的輸出波形，通過調節(jié)前級逆變電路的占空比可實現(xiàn)正負脈沖不同電壓幅值的輸出.由圖可知，負脈沖作用時的電流值明顯大于正脈沖電流值.脈沖模式及變極性脈沖模式作用下的實際負載波形驗證了文中提出的前后級協(xié)同控制策略及能量匹配控制方法的可行性.

對比圖6 與圖7(a)可知，基于等效電路模型得到的仿真波形和實驗電壓波形較為吻合，這說明采用圖2(b)所示的等效電路模型是合理的.

4.3 高頻窄脈沖處理效果分析

在相同實驗條件下，采用文中所研制的電源對6061 鋁合金進行了輸出脈沖頻率分別為1 和5 kHz的脈沖升壓處理，并對處理得到的膜層表面微觀結構進行了掃描電鏡(SEM)分析，所得到的膜層表面微觀結構如圖8 所示.由圖可知，脈沖頻率越高，膜層表面放電微孔孔徑越細，孔隙率越低，表面粗糙度越低.因為隨著脈沖輸出頻率的增加，單個脈沖所能提供的電能量減小，膜層擊穿時產生的放電火花細小且在表面分布均勻，放電微孔孔徑變小，形成的氧化物小顆粒更均勻細小，使膜層的表面更光滑.當電壓幅值相同時，輸出脈沖頻率越高，膜層擊穿放電產生的微電弧更“柔軟”，出現(xiàn)大弧放電現(xiàn)象的幾率更低，電弧的可控性更好.

圖8 不同脈沖頻率下生成的膜層表面微觀結構Fig.8 Microstructures of coatings produced in different pulse frequencies

5 結論

(1)微弧氧化系統(tǒng)負載具有強容性負載特性，其對脈沖電源的響應類似于膜層等效電容的充放電過程.仿真結果與實驗結果的對比分析驗證了負載特性等效模型的有效性.

(2)在傳統(tǒng)的兩級逆變拓撲基礎上，添加合適的阻抗匹配電路，可實現(xiàn)電壓控制模式下電壓脈沖關斷及極性切換時的能量快速釋放與存儲，所采用的協(xié)同控制策略可實現(xiàn)電源多波形輸出、脈沖參數(shù)寬范圍調節(jié)等功能.

(3)輸出脈沖的高頻化及脈沖寬度的細窄化更有利于對輸出脈沖能量的控制，增強放電過程中電弧的可控性，有利于獲得孔隙率和表面粗糙度更低的微弧氧化膜層.

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