偏心孔縫箱體屏蔽效能電磁拓?fù)浞治鏊惴?/h1>
2014-03-08 05:32:46張亞普達(dá)新宇謝鐵城
電波科學(xué)學(xué)報(bào) 2014年5期 關(guān)鍵詞：模型
張亞普 達(dá)新宇 謝鐵城
（空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院，陜西 西安710077）
引 言
空間電磁環(huán)境日趨復(fù)雜，特別是電磁脈沖武器的研究與發(fā)展，對電子設(shè)備的生存構(gòu)成極大威脅.箱體作為電子設(shè)備的重要組成部分，起著屏蔽大部分空間電磁能量的作用，然而由于通風(fēng)、散熱、顯示等孔縫的存在，勢必造成箱體屏蔽效能的下降，因此，開展箱體屏蔽效能研究，進(jìn)而指導(dǎo)箱體設(shè)計(jì)，具有極強(qiáng)的研究意義和實(shí)用價值.
箱體屏蔽效能分析的實(shí)質(zhì)是孔縫的電磁耦合效能分析，其研究理論主要分為兩類：一類是數(shù)值方法，如矩量法［1］、時域有限差分法［2］、傳輸線矩陣法［3］等，該類方法雖然計(jì)算準(zhǔn)確，但效率不高，在工程實(shí)踐中難以推廣應(yīng)用；另一類是等效電路法，該類方法準(zhǔn)確度較數(shù)值法差，但計(jì)算簡便、迅速，應(yīng)用性更強(qiáng).等效電路法由Robinson［4］首先提出，該方法將孔等效為兩端短路的共面?zhèn)鬏斁€，箱體等效為終端短路的矩形波導(dǎo).近年來，雖然不斷有學(xué)者在Robinson研究（①只考慮了主模TE10；②孔或孔陣位于前面板中心；③入射波垂直極化）的基礎(chǔ)上，從不同方面對等效電路法進(jìn)行拓展和完善［5-11］，然而，改進(jìn)模型均未能對箱體內(nèi)部電磁場的過孔輻射效應(yīng)進(jìn)行合理建模，只考慮了外部電磁場的向內(nèi)耦合.這類單向耦合模型，建立了計(jì)算箱體內(nèi)部場的駐波態(tài)方程，而非行駐波態(tài)方程（實(shí)際情況），致使該類模型計(jì)算的內(nèi)部耦合場值較實(shí)測值偏大.
電磁拓?fù)淅碚摚‥lectromagnetic Topology Theory，EMT）是由美國學(xué)者Baum.C.E.于1974年在研究核電磁脈沖與復(fù)雜電子系統(tǒng)相互作用時首次提出的，隨后Baum.C.E.又同Liu.T.K.和Tesche.F.M.一起推導(dǎo)了著名的BLT（Baum-Liu-Tesche）方程，用于計(jì)算經(jīng)導(dǎo)線路徑傳播的電磁干擾能量［12］.2004年Tesche［13-14］等人提出了廣 義BLT方程，用于研究電磁場的傳播和耦合效應(yīng).2005年，Baum［15］采用廣義BLT方程對孔、縫耦合問題進(jìn)行了研究.節(jié)點(diǎn)散射矩陣是建立BLT方程的關(guān)鍵，Robinson等效電路法為孔縫節(jié)點(diǎn)散射矩陣的求解提供了新的思路，進(jìn)而建立起簡潔、準(zhǔn)確的箱體孔縫耦合模型.
本文首先基于Robinson等效電路法，建立孔縫的等效電路模型，并采用微波電路理論計(jì)算孔縫二端口網(wǎng)絡(luò)的散射矩陣；接著，基于電磁拓?fù)淅碚?，建立偏心孔縫箱體耦合問題的廣義BLT方程，并對其應(yīng)用范圍進(jìn)行拓展；然后，對單孔、孔陣箱體的屏蔽效能進(jìn)行仿真驗(yàn)證，并與CST數(shù)據(jù)進(jìn)行對比；最后，采用該算法對單孔箱體屏蔽效能進(jìn)行分析研究，得出防護(hù)結(jié)論.
1 理論分析
1.1 孔縫阻抗模型
如圖1所示，在箱體（a×b×d）的x-y面上開有一矩形孔（wap×lap），入射橫電磁波（Transverse Electromagnetic，TEM）電場幅值為V0，沿y軸極化，沿z軸傳播，觀測點(diǎn)J1、J3與開孔面距離分別為l、p.
圖1 平面波照射開孔箱體
依據(jù)Robinson理論，將矩形孔等效為終端負(fù)載Zl的共面?zhèn)鬏斁€，其特性阻抗為
式中，we為孔縫有效高度，
t為箱體厚度.
通過將共面?zhèn)鬏斁€終端阻抗Zl轉(zhuǎn)移到孔中心，可得孔縫等效阻抗Zap，引入偏心系數(shù)Cm，則任意位置孔縫的等效阻抗為［4］
對于理想導(dǎo)體，Zl＝0；而實(shí)際情況，Zl由箱體材料特性決定
式中，μ、σ為材料的磁導(dǎo)率、電導(dǎo)率.
偏心系數(shù)Cm為［11］
式中：m、n為沿x軸和z軸的模式數(shù)；X、Y為孔縫中心坐標(biāo)；其他參數(shù)如圖2所示.
圖2 孔縫平面
1.2 二端口網(wǎng)絡(luò)模型
圖3 孔縫二端口網(wǎng)絡(luò)電路模型
圖3所示電路模型的電路方程為
則
同理，可得S12、S21、S22，則孔縫二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣為
二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣S的準(zhǔn)確性由孔縫等效阻抗Yap適用范圍決定，即λ?wap，通常
1.3 廣義BLT方程
孔縫箱體耦合問題的等效電路模型如圖4所示.平面波等效為內(nèi)阻為Z′0，幅值為V0的電壓源；自由空間和孔后箱體分別等效為特性阻抗Z′0和Z′g的傳輸線，且右側(cè)傳輸線終端短路；孔縫等效為連接兩傳輸線的二端口網(wǎng)絡(luò).
圖4 孔縫耦合的等效電路模型
依EMT理論，孔縫箱體耦合問題信號流圖如圖5所示.其中，管道1表示自由空間，管道2和3表示矩形腔體，J1、J3分別為箱體外觀測節(jié)點(diǎn)和箱體內(nèi)觀測節(jié)點(diǎn)，J2為孔節(jié)點(diǎn)，J4為矩形腔體末節(jié)點(diǎn)，WS為平面波激勵為管道i上j節(jié)點(diǎn)的入射或反射電壓波.
圖5 孔縫耦合信號流圖
傳輸方程為
散射方程為
合并式（9）和（10）得BLT方程為
矩形波導(dǎo)中TE波的y軸電場分量為
則由BLT方程計(jì)算的任意觀測點(diǎn)TE波y軸電壓分量為［10］
式中：（px，py，pz）為觀測點(diǎn)坐標(biāo)；VTE是由式（11）計(jì)算的觀測點(diǎn)電壓.
當(dāng)橫磁波（Transverse Magnetic，TM）傳輸時，γg、Zg由計(jì)算公式為
將式（14）、（15）帶入式（11），可得TM波傳輸時，任意觀測點(diǎn)的y軸電壓分量，則任意觀測點(diǎn)y軸電壓分量為
從而得觀測點(diǎn)總電壓為
電磁屏蔽系數(shù)為
1.4 孔陣阻抗模型
當(dāng)箱體存在圖6所示孔陣時，孔間互耦現(xiàn)象必須考慮，因此，對式（3）進(jìn)行修正，可得Yap為［4］
式中：λ0為自由空間波長；dv、dh如圖6所示，當(dāng)dv、dh和dd遠(yuǎn)小于波長時，式（19）中的二階貝塞爾函數(shù)可忽略不計(jì)；m′，n′為橫向、縱向的孔個數(shù)；J1為一類貝塞爾函數(shù)；
圖6 箱體壁孔陣示意
1.5 任意入射波拓展
對于任意入射波，孔縫箱體的屏蔽效能分析，可通過坐標(biāo)分解的方法實(shí)現(xiàn).如圖7所示，入射波極化角為φ、仰角為θ、方位角為ψ，幅值為V0.
由于開孔平面為x-y面，故只需計(jì)算沿z軸傳輸?shù)膱鰠?shù)Ex、Ey、kz，且有：
式（20）、（22）和式（21）、（22）分別帶入式（11），求得Ex、Ey單獨(dú)激勵下，觀測點(diǎn)J3的電壓值VJ3，x、VJ3，y，則其y軸電壓分量進(jìn)而由式（17）得總電壓值，再由式（18）計(jì)算屏蔽系數(shù).
圖7 任意入射波照射箱體
2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析
基于CST仿真數(shù)據(jù)，對上述廣義BLT方程計(jì)算結(jié)果的準(zhǔn)確性進(jìn)行驗(yàn)證.仿真實(shí)驗(yàn)環(huán)境為：Interl（R）Core（TM）i3-2120＠3.3GHz 3.29GHz CPU，2G內(nèi)存，Windows XP系統(tǒng)，Matlab7.8，CST 2011.
仿真實(shí)驗(yàn)基本參數(shù)如下：
2）箱體參數(shù)：a＝300mm，d＝300mm，b＝120 mm，t＝1.5mm.
3）單孔參數(shù)：lap＝100mm，wap＝50mm.
4）孔陣參數(shù)：dv＝22mm，dh＝22mm，dd＝20 mm，m′＝3，n′＝3.
5）J3散射矩陣
6）l為任意常數(shù).
在上述基本參數(shù)前提下，以X、Y、px、py、pz為可變參數(shù)，分別對單孔和孔陣箱體的屏蔽效能進(jìn)行仿真分析（X、Y為孔心坐標(biāo)；px、py、pz為觀測點(diǎn)坐標(biāo)）.
2.1 單孔箱體仿真驗(yàn)證
針對單孔箱體模型設(shè)計(jì)了4組驗(yàn)證性實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示.
表1 單孔實(shí)驗(yàn)參數(shù) 單位：mm
圖8所示為BLT算法與F.Tahar Belkacem算法對單孔箱體屏蔽效能的仿真實(shí)驗(yàn).兩算法仿真結(jié)果與CST數(shù)據(jù)對比，易知：0～2GHz頻域內(nèi)BLT算法明顯優(yōu)于F.Tahar Belkacem算法；但當(dāng)頻率高于1.5GHz時，隨著頻率的升高BLT計(jì)算結(jié)果誤差增大；當(dāng)頻率達(dá)到1.5GHz時，λ＝4wap，達(dá)到單孔二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣S精度滿足的臨界波長.因此，當(dāng)頻率高于1.5GHz時，BLT計(jì)算出現(xiàn)較大誤差.
圖8 單孔箱體屏蔽效能驗(yàn)證仿真
圖8（a）、（b）為中心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100和1 600MHz三個諧振點(diǎn)，圖8（a）對1.5～2GHz頻域范圍內(nèi)的屏蔽效能計(jì)算結(jié)果優(yōu)于圖8（b），證明了BLT方法對單孔箱體中軸線上觀測點(diǎn)的屏蔽系數(shù)計(jì)算更為精確.圖8（c）、（d）為偏心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100MHz兩個諧振點(diǎn).
2.2 孔陣箱體仿真驗(yàn)證
針對孔陣箱體模型設(shè)計(jì)了4組驗(yàn)證性實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示.
表2 孔陣實(shí)驗(yàn)參數(shù) 單位：mm
圖9所示為BLT算法與F.Tahar Belkacem算法對孔陣箱體屏蔽效能的對比仿真，不難發(fā)現(xiàn)，BLT計(jì)算的屏蔽曲線與CST仿真結(jié)果在0～2GHz頻域范圍內(nèi)吻合度較高，且明顯優(yōu)于F.Tahar Belkacem算法.
圖9 孔陣箱體屏蔽效能驗(yàn)證仿真
圖9（a）、（b）為中心孔陣箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.圖9（a）中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100、1 600、1 820MHz四個諧振點(diǎn)，優(yōu)于圖9（b）的三個諧振點(diǎn)，可見，BLT方法對孔陣箱體中軸線上觀測點(diǎn)的屏蔽系數(shù)計(jì)算更為精確.圖9（c）、（d）為偏心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 120、1 600、1 710、1 820、1 930MHz六個諧振點(diǎn).
與單孔箱體分析時不同，圖9中BLT對1.5～2GHz頻域范圍內(nèi)的屏蔽系數(shù)也能較為準(zhǔn)確地給出計(jì)算結(jié)果，證明了該孔陣阻抗模型比單孔阻抗模型更為準(zhǔn)確，且適用范圍更廣（0～2GHz）.
2.3 單孔箱體屏蔽效能分析
基于電磁拓?fù)淠Ｐ?，對中心單孔箱體的屏蔽效能進(jìn)行分析研究，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表3所示.
表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)
圖10（a）所示為孔寬變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線，不難發(fā)現(xiàn)，單孔箱體屏蔽效能隨孔寬增加而下降.因?yàn)椋诳赘卟蛔兦疤嵯?，隨著孔寬的增加，開孔面積不斷增加，透過孔縫進(jìn)入箱體內(nèi)部的電磁能量相應(yīng)隨之增加，這勢必導(dǎo)致箱體內(nèi)部耦合場增強(qiáng)，進(jìn)而導(dǎo)致箱體屏蔽效能降低.
圖10（b）所示為觀測距離變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.易知，屏蔽系數(shù)在0～700Hz頻域內(nèi)，隨距離增加而增加；頻率高于700MHz時，屏蔽系數(shù)隨距離的變化規(guī)律不明顯，這主要是由不同頻率的波在箱體內(nèi)的駐波點(diǎn)位置不同所導(dǎo)致的，因此，屏蔽效能曲線在0～2GHz頻域內(nèi)與觀測距離無明顯線性關(guān)系.
圖10（c）所示為極化角變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.由圖可知，屏蔽效能隨極化角的增大而增強(qiáng)，可見，當(dāng)電場極化方向垂直孔縫長邊時，耦合場值最大.
圖10（d）所示為方位角變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.由圖可知，屏蔽效能隨方位角的增大而下降，可見，入射場垂直孔縫平面時，耦合場值最大.
3 結(jié) 論
基于Robinson等效電路理論和偏心理論，提出了偏心孔逢箱體屏蔽效能分析的EMT模型.該模型建立了箱體參數(shù)、孔逢參數(shù)與屏蔽系數(shù)間的直接映射，在保證計(jì)算效率的前提下，仍具有較高計(jì)算精度，可用于屏蔽箱體的快速電磁兼容設(shè)計(jì)與整改，實(shí)用性較強(qiáng).對單孔和孔陣箱體的驗(yàn)證性仿真，證明了該方法的有效性，并得出單孔箱體屏蔽效能特性：
1）孔縫面積增大，箱體屏蔽效能下降.
2）入射場極化方向垂直于孔縫長邊，屏蔽效能最差.
3）入射場傳輸方向垂直于孔縫平面，屏蔽效能最差.
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1 理論分析
1.1 孔縫阻抗模型
如圖1所示，在箱體（a×b×d）的x-y面上開有一矩形孔（wap×lap），入射橫電磁波（Transverse Electromagnetic，TEM）電場幅值為V0，沿y軸極化，沿z軸傳播，觀測點(diǎn)J1、J3與開孔面距離分別為l、p.
圖1 平面波照射開孔箱體
依據(jù)Robinson理論，將矩形孔等效為終端負(fù)載Zl的共面?zhèn)鬏斁€，其特性阻抗為
式中，we為孔縫有效高度，
t為箱體厚度.
通過將共面?zhèn)鬏斁€終端阻抗Zl轉(zhuǎn)移到孔中心，可得孔縫等效阻抗Zap，引入偏心系數(shù)Cm，則任意位置孔縫的等效阻抗為［4］
對于理想導(dǎo)體，Zl＝0；而實(shí)際情況，Zl由箱體材料特性決定
式中，μ、σ為材料的磁導(dǎo)率、電導(dǎo)率.
偏心系數(shù)Cm為［11］
式中：m、n為沿x軸和z軸的模式數(shù)；X、Y為孔縫中心坐標(biāo)；其他參數(shù)如圖2所示.
圖2 孔縫平面
1.2 二端口網(wǎng)絡(luò)模型
圖3 孔縫二端口網(wǎng)絡(luò)電路模型
圖3所示電路模型的電路方程為
則
同理，可得S12、S21、S22，則孔縫二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣為
二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣S的準(zhǔn)確性由孔縫等效阻抗Yap適用范圍決定，即λ?wap，通常
1.3 廣義BLT方程
孔縫箱體耦合問題的等效電路模型如圖4所示.平面波等效為內(nèi)阻為Z′0，幅值為V0的電壓源；自由空間和孔后箱體分別等效為特性阻抗Z′0和Z′g的傳輸線，且右側(cè)傳輸線終端短路；孔縫等效為連接兩傳輸線的二端口網(wǎng)絡(luò).
圖4 孔縫耦合的等效電路模型
依EMT理論，孔縫箱體耦合問題信號流圖如圖5所示.其中，管道1表示自由空間，管道2和3表示矩形腔體，J1、J3分別為箱體外觀測節(jié)點(diǎn)和箱體內(nèi)觀測節(jié)點(diǎn)，J2為孔節(jié)點(diǎn)，J4為矩形腔體末節(jié)點(diǎn)，WS為平面波激勵為管道i上j節(jié)點(diǎn)的入射或反射電壓波.
圖5 孔縫耦合信號流圖
傳輸方程為
散射方程為
合并式（9）和（10）得BLT方程為
矩形波導(dǎo)中TE波的y軸電場分量為
則由BLT方程計(jì)算的任意觀測點(diǎn)TE波y軸電壓分量為［10］
式中：（px，py，pz）為觀測點(diǎn)坐標(biāo)；VTE是由式（11）計(jì)算的觀測點(diǎn)電壓.
當(dāng)橫磁波（Transverse Magnetic，TM）傳輸時，γg、Zg由計(jì)算公式為
將式（14）、（15）帶入式（11），可得TM波傳輸時，任意觀測點(diǎn)的y軸電壓分量，則任意觀測點(diǎn)y軸電壓分量為
從而得觀測點(diǎn)總電壓為
電磁屏蔽系數(shù)為
1.4 孔陣阻抗模型
當(dāng)箱體存在圖6所示孔陣時，孔間互耦現(xiàn)象必須考慮，因此，對式（3）進(jìn)行修正，可得Yap為［4］
式中：λ0為自由空間波長；dv、dh如圖6所示，當(dāng)dv、dh和dd遠(yuǎn)小于波長時，式（19）中的二階貝塞爾函數(shù)可忽略不計(jì)；m′，n′為橫向、縱向的孔個數(shù)；J1為一類貝塞爾函數(shù)；
圖6 箱體壁孔陣示意
1.5 任意入射波拓展
對于任意入射波，孔縫箱體的屏蔽效能分析，可通過坐標(biāo)分解的方法實(shí)現(xiàn).如圖7所示，入射波極化角為φ、仰角為θ、方位角為ψ，幅值為V0.
由于開孔平面為x-y面，故只需計(jì)算沿z軸傳輸?shù)膱鰠?shù)Ex、Ey、kz，且有：
式（20）、（22）和式（21）、（22）分別帶入式（11），求得Ex、Ey單獨(dú)激勵下，觀測點(diǎn)J3的電壓值VJ3，x、VJ3，y，則其y軸電壓分量進(jìn)而由式（17）得總電壓值，再由式（18）計(jì)算屏蔽系數(shù).
圖7 任意入射波照射箱體
2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析
基于CST仿真數(shù)據(jù)，對上述廣義BLT方程計(jì)算結(jié)果的準(zhǔn)確性進(jìn)行驗(yàn)證.仿真實(shí)驗(yàn)環(huán)境為：Interl（R）Core（TM）i3-2120＠3.3GHz 3.29GHz CPU，2G內(nèi)存，Windows XP系統(tǒng)，Matlab7.8，CST 2011.
仿真實(shí)驗(yàn)基本參數(shù)如下：
2）箱體參數(shù)：a＝300mm，d＝300mm，b＝120 mm，t＝1.5mm.
3）單孔參數(shù)：lap＝100mm，wap＝50mm.
4）孔陣參數(shù)：dv＝22mm，dh＝22mm，dd＝20 mm，m′＝3，n′＝3.
5）J3散射矩陣
6）l為任意常數(shù).
在上述基本參數(shù)前提下，以X、Y、px、py、pz為可變參數(shù)，分別對單孔和孔陣箱體的屏蔽效能進(jìn)行仿真分析（X、Y為孔心坐標(biāo)；px、py、pz為觀測點(diǎn)坐標(biāo)）.
2.1 單孔箱體仿真驗(yàn)證
針對單孔箱體模型設(shè)計(jì)了4組驗(yàn)證性實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表1所示.
表1 單孔實(shí)驗(yàn)參數(shù) 單位：mm
圖8所示為BLT算法與F.Tahar Belkacem算法對單孔箱體屏蔽效能的仿真實(shí)驗(yàn).兩算法仿真結(jié)果與CST數(shù)據(jù)對比，易知：0～2GHz頻域內(nèi)BLT算法明顯優(yōu)于F.Tahar Belkacem算法；但當(dāng)頻率高于1.5GHz時，隨著頻率的升高BLT計(jì)算結(jié)果誤差增大；當(dāng)頻率達(dá)到1.5GHz時，λ＝4wap，達(dá)到單孔二端口網(wǎng)絡(luò)散射矩陣S精度滿足的臨界波長.因此，當(dāng)頻率高于1.5GHz時，BLT計(jì)算出現(xiàn)較大誤差.
圖8 單孔箱體屏蔽效能驗(yàn)證仿真
圖8（a）、（b）為中心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100和1 600MHz三個諧振點(diǎn)，圖8（a）對1.5～2GHz頻域范圍內(nèi)的屏蔽效能計(jì)算結(jié)果優(yōu)于圖8（b），證明了BLT方法對單孔箱體中軸線上觀測點(diǎn)的屏蔽系數(shù)計(jì)算更為精確.圖8（c）、（d）為偏心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100MHz兩個諧振點(diǎn).
2.2 孔陣箱體仿真驗(yàn)證
針對孔陣箱體模型設(shè)計(jì)了4組驗(yàn)證性實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示.
表2 孔陣實(shí)驗(yàn)參數(shù) 單位：mm
圖9所示為BLT算法與F.Tahar Belkacem算法對孔陣箱體屏蔽效能的對比仿真，不難發(fā)現(xiàn)，BLT計(jì)算的屏蔽曲線與CST仿真結(jié)果在0～2GHz頻域范圍內(nèi)吻合度較高，且明顯優(yōu)于F.Tahar Belkacem算法.
圖9 孔陣箱體屏蔽效能驗(yàn)證仿真
圖9（a）、（b）為中心孔陣箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.圖9（a）中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 100、1 600、1 820MHz四個諧振點(diǎn)，優(yōu)于圖9（b）的三個諧振點(diǎn)，可見，BLT方法對孔陣箱體中軸線上觀測點(diǎn)的屏蔽系數(shù)計(jì)算更為精確.圖9（c）、（d）為偏心單孔箱體不同測試點(diǎn)處的屏蔽效能分析結(jié)果.兩圖中BLT較準(zhǔn)確地計(jì)算出箱體700、1 120、1 600、1 710、1 820、1 930MHz六個諧振點(diǎn).
與單孔箱體分析時不同，圖9中BLT對1.5～2GHz頻域范圍內(nèi)的屏蔽系數(shù)也能較為準(zhǔn)確地給出計(jì)算結(jié)果，證明了該孔陣阻抗模型比單孔阻抗模型更為準(zhǔn)確，且適用范圍更廣（0～2GHz）.
2.3 單孔箱體屏蔽效能分析
基于電磁拓?fù)淠Ｐ?，對中心單孔箱體的屏蔽效能進(jìn)行分析研究，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表3所示.
表3 實(shí)驗(yàn)參數(shù)
圖10（a）所示為孔寬變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線，不難發(fā)現(xiàn)，單孔箱體屏蔽效能隨孔寬增加而下降.因?yàn)椋诳赘卟蛔兦疤嵯?，隨著孔寬的增加，開孔面積不斷增加，透過孔縫進(jìn)入箱體內(nèi)部的電磁能量相應(yīng)隨之增加，這勢必導(dǎo)致箱體內(nèi)部耦合場增強(qiáng)，進(jìn)而導(dǎo)致箱體屏蔽效能降低.
圖10（b）所示為觀測距離變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.易知，屏蔽系數(shù)在0～700Hz頻域內(nèi)，隨距離增加而增加；頻率高于700MHz時，屏蔽系數(shù)隨距離的變化規(guī)律不明顯，這主要是由不同頻率的波在箱體內(nèi)的駐波點(diǎn)位置不同所導(dǎo)致的，因此，屏蔽效能曲線在0～2GHz頻域內(nèi)與觀測距離無明顯線性關(guān)系.
圖10（c）所示為極化角變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.由圖可知，屏蔽效能隨極化角的增大而增強(qiáng)，可見，當(dāng)電場極化方向垂直孔縫長邊時，耦合場值最大.
圖10（d）所示為方位角變化時，單孔箱體屏蔽效能曲線.由圖可知，屏蔽效能隨方位角的增大而下降，可見，入射場垂直孔縫平面時，耦合場值最大.
3 結(jié) 論
基于Robinson等效電路理論和偏心理論，提出了偏心孔逢箱體屏蔽效能分析的EMT模型.該模型建立了箱體參數(shù)、孔逢參數(shù)與屏蔽系數(shù)間的直接映射，在保證計(jì)算效率的前提下，仍具有較高計(jì)算精度，可用于屏蔽箱體的快速電磁兼容設(shè)計(jì)與整改，實(shí)用性較強(qiáng).對單孔和孔陣箱體的驗(yàn)證性仿真，證明了該方法的有效性，并得出單孔箱體屏蔽效能特性：
1）孔縫面積增大，箱體屏蔽效能下降.
2）入射場極化方向垂直于孔縫長邊，屏蔽效能最差.
3）入射場傳輸方向垂直于孔縫平面，屏蔽效能最差.
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