基于雙平行馬赫曾德調(diào)制器的動態(tài)可調(diào)光載波邊帶比光單邊帶調(diào)制:理論分析與實驗研究*

李晶 寧提綱裴麗 簡偉 油海東 陳宏堯 張嬋 李超

(北京交通大學光波技術(shù)研究所,北京 100044)

1 引言

微波/毫米波頻段光載無線(radio over f i ber,RoF)系統(tǒng)被認為是超寬帶無線接入的最有前途的解決方案,也是微波光子學的一個重要應用領域,并成為最近的一個研究熱點.研究微波/毫米波頻段的光載無線技術(shù)[1-7],首先要解決光纖色散對射頻功率周期性衰落的問題,這早在20世紀80年代開始就有相關(guān)的研究[8,9].引起這一問題的原因在于:由中心站調(diào)制射頻信號在光纖中傳輸后,受光纖色散的影響,傳統(tǒng)的光雙邊帶(ODSB)調(diào)制信號對應的邊帶相對于光載波獲得了一個與色散量有關(guān)的相移Δθ,接收端光電探測時,ODSB信號的上下兩個邊帶分別與光載波拍頻,獲得兩項同頻不同相的射頻信號的迭加,當相位差達到180?時,射頻項互相抵消,于是每當光纖傳輸一定距離后,射頻功率衰落至零.而且,隨著調(diào)制頻率的提高,衰落問題越嚴重.為解決這個問題,可以采用電域預補償[10]、色散補償光纖[11]、載波相移雙邊帶調(diào)制[12]、混合偏振調(diào)制[13]和光單邊帶(OSSB)調(diào)制[14]等技術(shù).其中,OSSB調(diào)制被認為是解決射頻功率周期性衰落的最有效途徑.

最新的研究顯示,OSSB調(diào)制信號的光載波邊帶比(OCSR)是影響RoF模擬光鏈路接收靈敏度的重要指標,例如,單個副載波調(diào)制時,最佳的OCSR在0 dB附近[15-19].對于傳統(tǒng)的副載波調(diào)制中,為避免高次諧波干擾和高階互調(diào)干擾,多采用小信號調(diào)制的方法,而這種方法最大的缺點是初始OCSR過大,以至于不攜帶數(shù)據(jù)的光載波占據(jù)了光功率的絕大部分,造成資源浪費.近年來,國際上相繼報道了多種調(diào)節(jié)OCSR的方法[15-19],其中,2011年,康考迪亞大學的Hraimel等[19]報道了一種基于雙平行馬赫曾德調(diào)制器的可調(diào)OCSR光單邊帶調(diào)制方法,通過同時改變調(diào)制器的兩個電壓偏置點可以對OCSR進行動態(tài)調(diào)節(jié).

本文通過理論分析配合實驗驗證的方法,提出了一種基于雙平行馬赫曾德調(diào)制器(DP-MZM)的動態(tài)可調(diào)OCSR光單邊帶調(diào)制方案.通過合理地設置調(diào)制器的工作點和偏置電壓,僅改變其中一個調(diào)制器的偏置點,可實現(xiàn)OCSR的動態(tài)調(diào)諧.本方案與文獻[19]不同之處在于:文獻[19]中需要改變兩個電壓偏置點,并且二者須完全同步,未同步的偏置電壓情況會限制OCSR的調(diào)諧能力,而本方案則將兩個偏置點的變化降低到一個偏置點的變化,簡化了整個調(diào)節(jié)過程,避免了同步調(diào)諧的問題.通過研究發(fā)現(xiàn):在小信號調(diào)制情況下,OCSR的調(diào)諧相對簡單,實現(xiàn)相對容易.通過實驗,驗證了本方案的核心原理,并得到OCSR在小信號調(diào)制(m=0.2)下的OCSR可調(diào)范圍-20.8—23.5 dB.

2 可調(diào)OCSR的光單邊帶調(diào)制原理

方案采用如圖1所示的結(jié)構(gòu)原理圖,核心器件是一個四射頻端口的DP-MZM,DP-MZM由上下兩臂的子調(diào)制器MZM-a,MZM-b和主調(diào)制器MZM-c所組成.由于該調(diào)制器具有四個射頻端口,可將MZM-a設置為傳統(tǒng)的光單邊帶調(diào)制方式,即本振信號首先經(jīng)過一個90?的電橋,然后分別驅(qū)動MZM-a的上下兩個射頻端口,將偏置電壓設置為Vπ/2.對于MZM-b則無射頻驅(qū)動,而只進行電壓偏置,偏置電壓設置為Vπ/2.兩個子調(diào)制器MZM-a,MZM-b輸出的光信號可分別表示為E1(t)和E2(t).MZM-c可以視為移相器,改變偏置電壓Vbias,對E2(t)進行相位移動,最終與E1(t)合并為一路,實現(xiàn)光信號干涉,DP-MZM輸出光信號表達式為

其中an代表光載波(n=0)及各階邊帶(n/=0)的幅度加權(quán)值,展開式為

為與消光比εr相關(guān)的加權(quán)系數(shù),上式中a1≈0,輸出為單邊帶調(diào)制信號,小信號調(diào)制的情況下,可計算OCSR=|a0|2/|a-1|2:

(3)式是一個與調(diào)制系數(shù)m,消光比εr和偏置電壓Vbias有關(guān)的函數(shù).可以發(fā)現(xiàn),改變?nèi)齻€參數(shù)的取值,都可對OCSR進行調(diào)節(jié).

圖1 可調(diào)OCSR的光單邊帶調(diào)制結(jié)構(gòu)原理

3 調(diào)制系數(shù)、消光比以及副載波數(shù)的影響

本方案將采用動態(tài)調(diào)節(jié)偏置電壓Vbias的方法實現(xiàn)OCSR調(diào)諧.下面,我們將對調(diào)制系數(shù)及消光比的影響進行分析.以εr=25 dB為例,圖2所示為OCSR隨Vbias變化的曲線,圖中不同的調(diào)制系數(shù)m對應不同的曲線,調(diào)制系數(shù)越小,OCSR可調(diào)諧的范圍越大.考慮到小信號調(diào)制能夠有效避免高階諧波干擾和高階互調(diào)干擾,令調(diào)制系數(shù)m=0.2,參考圖2,偏置電壓Vbias從0增大到Vπ,OCSR由大約23 dB下降至-23 dB,隨著Vbias繼續(xù)增大到2Vπ,OCSR重新回到23 dB.對于單個副載波調(diào)制而言,最佳的OCSR值是0 dB[15,19,20],而隨著副載波數(shù)目的增多,最佳OCSR滿足OCSR=10·log10N(in dB)的關(guān)系[17],因此,從圖中可以確定不同OCSR所對應的偏置電壓.以單個副載波調(diào)制(N=1)為例,為達到0 dB的最佳OCSR,Vbias需調(diào)節(jié)到0.9552Vπ.而對于N=2,4,8多個副載波調(diào)制,最佳OCSR分別為3,6和9 dB.它們所對應的Vbias為0.9366 Vπ,0.9102 Vπ和 0.8726 Vπ.

圖2 不同調(diào)制系數(shù)m條件下,光載波邊帶比OCSR隨偏置電壓Vbias變化的曲線(消光比εr=25 dB)

圖3分別對N=1,2,4,8四種情況下OCSR圍繞各自最佳值(OCSR=0,3,6,9 dB)隨εr的變化曲線.考慮到實際條件下商用調(diào)制器消光比εr各有不同,圖中將εr由10 dB上升至35 dB,分析了不同調(diào)制器消光比對OCSR的影響,可以發(fā)現(xiàn)OCSR均有緩慢變化,但是整體變化范圍都小于0.5 dB,可以認為調(diào)制器消光比εr的影響可忽略.

4 實驗結(jié)構(gòu)與結(jié)果討論

實驗結(jié)構(gòu)如圖4所示,可調(diào)諧激光器(Anritsu MG9541A)輸出的光信號中心波長1550 nm,功率10 dBm.電信號發(fā)生器(HMC-T2240)產(chǎn)生頻率20 GHz的射頻信號用以驅(qū)動調(diào)制器,本振頻率的穩(wěn)定性由電信號發(fā)生器決定,但不影響方案成立的條件以及OCSR的可調(diào)諧能力.實驗采用低半波電壓的DQPSK調(diào)制器(或稱為DP-MZM),其對應三個子調(diào)制器半波電壓分別為1.1,1.1和4.5 V.調(diào)制器消光比εr=34 dB.設置調(diào)制系數(shù)m=0.2,將MZM-a和MZM-b同時偏置與正交傳輸點,此時MZM-a輸出信號為單邊帶調(diào)制信號,MZM-b輸出信號僅為功率可控的光載波,隨后利用MZM-c的電壓偏置改變MZM-b輸出光載波的相位,干涉后,光載波幅度將會隨相位發(fā)生變化,進而影響OCSR隨之改變.

圖3 N=1,2,4,8時光載波邊帶比OCSR圍繞各自最佳值隨消光比εr的變化

圖5所示為光譜儀(Agilent 86142B)測得不同Vbias對應的OCSR變化曲線及對應光譜,由于所使用的光譜儀精細度僅為0.06 nm,因此光譜質(zhì)量較差,但是可以從圖中分辨光載波和光邊帶,二者之間波長間隔約為0.16 nm,對應20 GHz,實線為理論計算結(jié)果(參考圖2),點線為實驗測試結(jié)果.實驗條件下,調(diào)制器存在一定的初始偏置,當MZM-c加載偏置電壓Vbias=2.73 V時,MZM-c正好處于最大傳輸點.注意到,測試結(jié)果與理論值之間存在一定的誤差,原因可能是實驗條件下20 GHz射頻調(diào)制使DP-MZM的實際半波電壓值偏離了理論計算值(4.5 V),同時MZM-a和MZM-b的偏置點沒有穩(wěn)定在正交偏置點,也會導致理論曲線與實驗結(jié)果的偏差.除此之外,實驗條件下,受穩(wěn)壓源調(diào)諧精度的影響,偏置電壓取小數(shù)點后兩位,是有別于理論計算結(jié)果的(如0.9552Vπ對應0 dB OCSR).但是,實驗條件下,實際有效位的選擇并不影響方案對OCSR的連續(xù)可調(diào)諧.

圖4 實驗結(jié)構(gòu)圖

圖5 光載波邊帶比OCSR隨偏置電壓Vbias變化的曲線及對應光譜(實線為理論值,點線為實驗結(jié)果)

為進一步解釋動態(tài)OCSR對模擬光鏈路接受靈敏度的改善作用,如圖6所示,由DP-MZM輸出的單邊帶調(diào)制信號,先后經(jīng)功率可調(diào)光放大器(PCOA)放大、可調(diào)光濾波器(TOF)濾波(自發(fā)輻射ASE噪聲)后,在具有平方根檢測特性的光電探測器(PD)處拍頻恢復射頻調(diào)制信號,利用TOF和PD之間的光功率(OPM)測試PD處輸入光功率,調(diào)節(jié)PCOA的增益可保持PD處輸入光功率為恒定值(例如Pin=0 dB),利用(4)式可得射頻功率PRF與OCSR對應關(guān)系:

圖6 歸一化PRF隨OCSR的變化(實線為理論值,點線為實驗結(jié)果)

其中?為PD的響應系數(shù),Pin=P0+P?為光載波(P0)及邊帶(P?)總功率,由于Pin保持恒定,因此,當OCSR=0 dB時PRF達到最大值/2,圖6所示為歸一化射頻功率隨OCSR變化曲線,其中實線對應理論值,點線為測試結(jié)果,兩者結(jié)果符合.由通信原理的基本知識,誤碼率與信號功率呈反比,在相同的噪聲環(huán)境下,更高的信號功率就意味著更低的誤碼率[15,19],進而可提高RoF模擬光鏈路的接收靈敏度[15,19].

5 結(jié)論

本文介紹了一種利用DP-MZM的動態(tài)可調(diào)OCSR的光單邊帶調(diào)制方案.方案利用DP-MZM內(nèi)部集成的三個獨立的調(diào)制單元,分別實現(xiàn)OSSB調(diào)制、光載波移相和光信號干涉,最終僅需要改變調(diào)制器的一個偏置點,就實現(xiàn)了OCSR的動態(tài)調(diào)諧,OCSR的調(diào)諧更加簡單,實現(xiàn)起來更加容易.通過實驗,得到OCSR在小信號調(diào)制(m=0.2)時的可調(diào)范圍-20.8—23.5 dB.本方案結(jié)構(gòu)簡單、性能穩(wěn)定,且實現(xiàn)容易,可廣泛應用于微波/毫米波頻段RoF系統(tǒng)中,用以改善模擬光鏈路的接收靈敏度.

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