推挽型軟開關(guān)感應耦合電能傳輸變換器

翟 淵，孫 躍，蘇玉剛，王智慧，唐春森

（重慶大學 自動化學院，重慶 400030）

由于感應耦合電能傳輸（ICPT）技術(shù)是一種安全、可靠、靈活的電能接入技術(shù)而得到了廣泛的應用［1－4］。在ICPT系統(tǒng)中直流電要由初級變換環(huán)節(jié)轉(zhuǎn)換成高頻交流電，為提高效率，減少開關(guān)管的損耗，一般采用軟開關(guān)技術(shù)，通過增加電壓過零檢測電路和相應的控制電路來實現(xiàn)ZVS［5－6］。本文通過在傳統(tǒng)的ICPT變換器基礎(chǔ)上引入推挽變壓器，利用變壓器的輸出作為逆變橋的輸入，通過頻率方法和增加兩個電容來實現(xiàn)零電壓的開通與關(guān)斷，去掉了傳統(tǒng)ICPT軟開關(guān)變換器中存在的電壓電流過零檢測電路，簡化了變換器的設(shè)計。開關(guān)電源中也常采用推挽電路來完成DC／DC變換，文獻［7］提出了一種新型的推挽軟開關(guān)諧振電路，通過在推挽變壓器輸出端增加補償電容，通過電容與變壓器的漏感諧振來實現(xiàn)零電壓開通，零電流關(guān)斷。由于零電流關(guān)斷的條件要求較高，當負載變化時容易失去軟開關(guān)特性，因此具有一定的局限性。文獻［8］為提高傳輸效率和減小電壓放大倍數(shù)，利用了兩個變壓器來實現(xiàn)推挽升壓，利用兩個變壓器的漏感和一個額外的電容來實現(xiàn)軟開關(guān)。由于應用領(lǐng)域不同，上述文獻對推挽變壓器和諧振網(wǎng)絡在ICPT系統(tǒng)中所表現(xiàn)的特性都缺少相應的分析。本文對變換器軟開關(guān)工作原理、軟開關(guān)工作條件以及推挽變壓器匝比邊界條件進行了分析，可為ICPT軟開關(guān)逆變器的設(shè)計提供一定的理論指導作用。

1 電路構(gòu)成及軟開關(guān)工作原理

1.1 推挽型軟開關(guān)變換器的電路

圖1所示為本文提出的推挽軟開關(guān)ICPT變換器的結(jié)構(gòu)圖。T為推挽變壓器，變壓器次級接原邊發(fā)射線圈Lp和原邊補償電容Cp，Lp、Cp為串聯(lián)結(jié)構(gòu)。副邊接收線圈Ls和副邊補償電容Cs為并聯(lián)結(jié)構(gòu)。M為原副邊線圈互感，Ls、Cs輸出接整流橋，整流橋輸出接濾波電容Co以及負載Ro。Cs1、Cs2為開關(guān)管Q1和Q2包括漏源極結(jié)電容在內(nèi)的并聯(lián)電容。

在工作過程中變壓器的鐵芯是雙向磁化，初級線圈必須有良好的對稱性，否則容易引起直流偏磁導致鐵芯飽和。變壓器工作在高頻條件下，采用李茲線可以進一步減少損耗，提高傳輸效率，由于并不需要漏感來參與諧振，因此變壓器應緊密纏繞從而減小漏感［9］。

1.2 軟開關(guān)電路工作原理分析

推挽諧振電路的開關(guān)管兩端并聯(lián)了較大的電容，由于電容的電壓不能突變所以電路可以實現(xiàn)零電壓關(guān)斷，為實現(xiàn)電路零電壓開通，故使電路工作頻率大于諧振回路的固有頻率。由于電路工作頻率高于諧振頻率，故由電感和電容組成的諧振回路呈感性。下面分析推挽軟開關(guān)諧振變換器的工作原理，電路工作模態(tài)如圖2所示，其穩(wěn)態(tài)時工作波形如圖3所示。

圖1 推挽變換器結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of push－pull converter

圖2 變換器不同時間段工作模態(tài)Fig.2 Converter working mode at different time

圖3 變換器工作波形圖Fig.3 Converter operating waveforms

在分析之前作出如下假設(shè):

（1）所有的開關(guān)管、二極管均為理想元件，變壓器為理想變壓器。

（2）電感、電容均為理想元件，Cs1＝Cs2＝Cs。

（3）Zsr為副邊的等效反射阻抗。

在一個開關(guān)周期中，有6種開關(guān)模態(tài)，各開關(guān)模態(tài)的工作情況描述如下:

模態(tài)1（t0～t1）:t0時刻，Q1開通，滯后的感性電流此時仍保持為負，Q1開通前一刻電流經(jīng)并聯(lián)的體二極管D1續(xù)流，由于體二極管D1的鉗位作用，Q1兩端電壓近似為0，因此Q1開通時為0電壓開通，Q1開通前，其并聯(lián)二極管已導通，由Cp、Lp構(gòu)成的諧振網(wǎng)絡已經(jīng)諧振了，流過變壓器原邊的電流逐漸減小，諧振電流開始準備過零，此模態(tài)持續(xù)的時間為t01。

模態(tài)2（t1～t2）:t1時刻，諧振網(wǎng)絡電流為零，此后諧振網(wǎng)絡開始流過正向電流，諧振網(wǎng)絡繼續(xù)諧振，此模態(tài)持續(xù)的時間為t12。

模態(tài)3（t2～t3）:t2時刻關(guān)斷Q1，此時流過功率管的電流比較大，但由于功率管并聯(lián)有較大的電容，由于電容兩端電壓不能突變會從零逐漸上升，因此Q1為零電壓關(guān)斷。此后Cs1開始充電，Cs2開始放電，此模態(tài)持續(xù)時間為t23。

到t3時刻，Q2開通，回路進入下半個周期（模態(tài)4、5、6），其工作過程與前面三個模態(tài)完全相同，這里不再贅述。

1.3 零電壓工作條件

僅使原邊諧振網(wǎng)絡呈現(xiàn)感性還不能滿足零電壓開通的條件，還需要使開關(guān)管兩端的并聯(lián)電容在死區(qū)時間放電到零或充電到2Vin，在t2時刻假設(shè)諧振電流為IrL，由于死區(qū)時間遠小于開關(guān)周期，因此可認為在死區(qū)時間內(nèi)IrL保持不變，Cs1兩端電壓由0充電至2Vin，Cs2兩端電壓由2Vin放電到0，其中Vin為輸入的直流電壓。那么使功率管并聯(lián)電容充放電所需的最小電流為:

式中:n為推挽變壓器次級對初級的線圈匝數(shù)比；Td為死區(qū)時間。

假設(shè)變換器的輸入功率為Pin，原邊諧振網(wǎng)絡的輸入電壓為一頻率為f0、峰值為2nVin、占空比為0.5的方波信號，此信號接諧振網(wǎng)絡，只有基波分量會通過，則基波分量的有效值VTrms為

式中:ITrms為諧振網(wǎng)絡的電流有效值；φ為電壓電流的移相角。

為使開關(guān)管兩端并聯(lián)電容在死區(qū)時間放電到零或充電到2Vin則需:

副邊輸入端為一并聯(lián)諧振網(wǎng)絡，根據(jù)正弦等效原理，將變換器次級整流濾波電路等效為交流負載，則其交流等效負載為

系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)，忽略系統(tǒng)原副邊線圈內(nèi)阻以及器件的開關(guān)損耗，則副邊等效阻抗

式中:ω為角頻率，當系統(tǒng)處于諧振狀態(tài)時，諧振頻率及諧振角頻率分別為f0及ω0，此時有ω＝ω0

由式（6）可得諧振時副邊等效阻抗，即

由于f0高于原邊諧振網(wǎng)絡的固有頻率，因此原邊諧振網(wǎng)絡工作在感性狀態(tài)，則原邊諧振網(wǎng)絡的阻抗Zn為

由式（1）（2）（3）（4）（5）（8）可得

因此變換器零電壓工作的條件為

由式（10）可知，變換器工作頻率固定時，若電路工作在輕載或輸入電壓變高時，充放電時間會變長，因此當頻率固定且輸入電壓固定時，電路零電壓導通的條件應該根據(jù)輕載條件來設(shè)定。

2 推挽變壓器匝數(shù)的邊界條件

電壓型ICPT負載恒壓控制需滿足一定的前提條件［10］。當系統(tǒng)結(jié)構(gòu)確定，則f0必須保證不變，即系統(tǒng)有且僅有1個諧振頻率點f0。在這種條件下，變壓器匝數(shù)n有一定的范圍限制。

由式（2）（5）（7）可得系統(tǒng)輸出功率Po為

則負載兩端電壓Vo為

由式（12）可得變換器電壓放大倍數(shù)A為

在f0、n、Ls及M等參數(shù)不變的情況下，由式（13）可知，輸入電壓Vin恒定時，即可保證Vo恒定，系統(tǒng)輸出電壓與負載無關(guān)。

對于SP系統(tǒng)副邊的品質(zhì)因數(shù)Qs為［11］

對于SP系統(tǒng)副邊品質(zhì)因數(shù)應滿足［12］

由式（14）（15）（16）可得推挽變壓器次級對初級匝數(shù)比n的邊界條件

盡管通過增大推挽變壓器次級對初級的匝數(shù)比可提高輸出電壓，但為保證系統(tǒng)穩(wěn)定，變壓器次級對初級的匝數(shù)比應滿足式（17）所要求的條件，否則會出現(xiàn)頻率分叉現(xiàn)象［13］。

3 仿真分析

為了驗證本系統(tǒng)的可行性，按照圖1在Saber環(huán)境中搭建了一個仿真模型，并進行了仿真分析，電路的仿真參數(shù)為:開關(guān)管采用IRFP250，開關(guān)管并聯(lián)電容為0.1μF，開關(guān)管驅(qū)動頻率為32.5kHz，死區(qū)時間為0.5μs，推挽變壓器匝數(shù)比為3∶3∶5，原邊線圈電感值為115 μH，補償電容為0.33μF，副邊線圈電感值為224 μH，諧振電容為0.1μF，原副邊線圈互感因子為0.2，整流管為 MUR1560，濾波電容為100μF，負載電阻為100Ω，輸入電壓為DC24V。圖4為變換器的仿真波形圖。

圖4 變換器工作仿真波形圖Fig.4 Simulation waveform of converter

圖4中，從上到下依次為開關(guān)管漏源極間電壓波形、開關(guān)管驅(qū)動波形、原邊發(fā)射線圈電流波形和負載兩端電壓波形，從圖中可看出諧振網(wǎng)絡的電流波形滯后于開關(guān)管兩端電壓波形，由于諧振網(wǎng)絡工作在固有頻率以上，因此電流波形有少許失真，由于原邊工作在固有頻率以上，為使副邊也處于諧振狀態(tài)，副邊諧振網(wǎng)絡的固有頻率點應高于原邊。

圖5 開關(guān)管開通時漏源極兩端電壓仿真波形Fig.5 Voltage simulation waveforms of drainsource as switch turning on

圖6 開關(guān)管關(guān)斷時漏源極兩端電壓仿真波形圖Fig.6 Voltage simulation waveforms of drainsource as switch turning off

圖5、圖6分別為開關(guān)管Q1開通時和關(guān)斷時漏源極電壓和驅(qū)動電壓波形仿真放大圖，從圖5可看出，當開關(guān)管開始工作時，其DS兩端電壓已經(jīng)下降為零，實現(xiàn)了零電壓開通，從圖6可看出，當驅(qū)動電壓變?yōu)榱銜r，DS兩端電壓逐漸從零開始上升，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

4 實驗驗證

為了驗證軟開關(guān)設(shè)計的可行性，按照圖1設(shè)計制作了一臺基于推挽軟開關(guān)的ICPT系統(tǒng)DCDC變換器樣機。實驗參數(shù)盡量按照仿真參數(shù)來設(shè)計，開關(guān)管采用IR公司的IRF540，開關(guān)管并聯(lián)電容為獨石電容0.1μF，開關(guān)管驅(qū)動頻率為45.3 kHz，死區(qū)時間為0.4μs，推挽變壓器采用EI30型鐵氧體磁芯，變壓器匝數(shù)比為3∶3∶5，原邊發(fā)射線圈電感值為115μH，補償電容為0.33μF，副邊接收線圈電感值為224μH，補償電容為0.1 μF，原副邊線圈互感為96μH，互感系數(shù)為0.6，整流管為BYW76，濾波電容為220μF，負載電阻為100Ω，輸入電壓為DC24V。

實驗中采用SG3525來產(chǎn)生兩路互補驅(qū)動信號，為增強驅(qū)動能力，兩路信號接高速MOSFET驅(qū)動芯片IXDN404；圖7是負載為100Ω時的變換器工作波形圖。

圖7中，從上到下依次為開關(guān)管漏源極間電壓波形、開關(guān)管驅(qū)動波形、原邊發(fā)射線圈電流波形和負載兩端電壓波形。由于系統(tǒng)為SP結(jié)構(gòu)，拾取端的反射阻抗帶有容抗部分，此容抗會影響到原邊的諧振頻率，因此本系統(tǒng)的工作頻率會比系統(tǒng)的固有頻率要高出10k左右。

圖8、圖9分別為開關(guān)管Q1開通時和關(guān)斷時漏源極電壓和驅(qū)動電壓波形放大圖，從圖8可看出，當開關(guān)管開始工作時，其DS兩端電壓已經(jīng)下降為零，實現(xiàn)了零電壓開通。從圖9可看出，當驅(qū)動電壓變?yōu)榱銜r，DS兩端電壓逐漸從零開始上升，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。從實驗波形上可看出，仿真和實驗符合得非常好。

圖7 變換器工作波形圖Fig.7 Converter operating waveforms

圖8 開關(guān)管開通時漏源極兩端電壓波形圖Fig.8 Voltage waveforms of drain－source as switch turning on

圖9 開關(guān)管關(guān)斷時漏源極兩端電壓波形圖Fig.9 Voltage waveforms of drain－source as switch turning off

為驗證負載在輕載和重載條件下變換器的軟開關(guān)特性，在輸入電壓和驅(qū)動頻率不變的條件下，令負載從25Ω變化到200Ω，隨著負載變重，系統(tǒng)的輸出效率先上升然后逐漸下降，當負載為200Ω時變換器開始失去軟開關(guān)特性，但此時效率仍在80%以上，其中負載為100Ω時效率最高，達到了87%，輸出功率接近110W。加入副邊線圈后，線圈參數(shù)以及固有諧振頻率都會發(fā)生改變，此時測得原邊電感為87μH，互感為21 μH，根據(jù)式（10）計算出負載為173Ω時變換器失去軟開關(guān)特性，理論值與實際值基本符合。研究結(jié)果表明該ICPT變換器可工作在軟開關(guān)條件下，具有電路簡單、傳輸效率高的特點。

5 結(jié)束語

通過引入推挽變壓器，利用變壓器的輸出作為ICPT系統(tǒng)諧振網(wǎng)絡的驅(qū)動源，在不增加電壓過零點檢測電路的基礎(chǔ)上實現(xiàn)了變換器的軟開關(guān)工作。分析了軟開關(guān)的工作原理，給出了軟開關(guān)工作需滿足的條件，針對推挽變壓器，給出了使系統(tǒng)穩(wěn)定的變壓器匝數(shù)比邊界條件。仿真和實驗結(jié)果表明，此變換器適用于原邊為串聯(lián)補償結(jié)構(gòu)的ICPT逆變拓撲，具有軟開關(guān)實現(xiàn)簡單、易于驅(qū)動、傳輸效率高的特點。本文所提出的軟開關(guān)變換器在輕載條件下會失去軟開關(guān)特性，如何擴大變換器的軟開關(guān)工作范圍需要進一步研究。

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