基于優(yōu)化廣義積分鎖相的單相光伏逆變電源研究

王林 ，胡國(guó)文，2，王銀杰

（1.江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013；2.鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院，江蘇 鹽城 224001）

1 引言

近年來(lái)，基于風(fēng)力發(fā)電，光伏發(fā)電及燃料電池的分布式并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)，得到了廣泛關(guān)注，成為人類(lèi)能源可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略的重要組成部分［1］。可再生能源分布式發(fā)電并網(wǎng)控制技術(shù)成為研究的重要課題之一，而并網(wǎng)技術(shù)中逆變電源的性能在很大程度上依賴(lài)于鎖相環(huán)（PLL）對(duì)電網(wǎng)電壓，電流同步信號(hào)檢測(cè)與跟蹤能力。

鎖相環(huán)按其鑒相方式不同可分為基于周期控制的鎖相環(huán)和基于瞬時(shí)無(wú)功理論的鎖相環(huán)，基于周期控制的鎖相環(huán)技術(shù)，雖然控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)；但是在電網(wǎng)電壓畸變條件下，存在多個(gè)過(guò)零點(diǎn)，會(huì)導(dǎo)致鎖相失敗［2-8］?；谒矔r(shí)無(wú)功理論的鎖相環(huán)技術(shù)具有瞬時(shí)鑒相調(diào)節(jié)，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程快的特點(diǎn)，被廣泛關(guān)注和研究，但在電網(wǎng)畸變條件下有直流偏移和2次諧波產(chǎn)生。文獻(xiàn)［9］把有源濾波技術(shù)中的二階廣義積分器引入鎖相控制策略中，有效提高了鎖相的效率和精度，但在系統(tǒng)存在直流偏移和2次諧波擾動(dòng)問(wèn)題，針對(duì)上述問(wèn)題，本文提出優(yōu)化鑒相控制結(jié)構(gòu)和添加陷波器濾波（notch filter，NF）的解決方案?；趦?yōu)化廣義積分的鎖相系統(tǒng)具有自適應(yīng)濾波特性，獲得了較佳的動(dòng)態(tài)特性。

2 基于優(yōu)化廣義積分鎖相的逆變電源原理

三相并網(wǎng)逆變電源如圖1所示，其中Udc是分布式電源供給，本文研究對(duì)象為中小功率系統(tǒng)，一般采用電感L消除開(kāi)關(guān)諧波，通過(guò)PLL實(shí)現(xiàn)逆變電源輸出與電網(wǎng)電壓匹配，使系統(tǒng)運(yùn)行于單位功率因數(shù)并網(wǎng)狀態(tài)。

圖1 并網(wǎng)逆變電源主電路Fig.1 Main circuitofgrid-connected inverter

單相逆變電源中鎖相環(huán)，常見(jiàn)的是采用瞬時(shí)無(wú)功理論和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換的方式，在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中將交流信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷餍盘?hào)，然后采用經(jīng)典PI控制，移相模塊常采用輸入電壓移相90°構(gòu)成正交兩相，但是存在濾波延時(shí)與動(dòng)態(tài)響應(yīng)之間的矛盾。在上述鎖相環(huán)控制結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［9］提出了基于二階廣義積分器的PLL，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。但是在電網(wǎng)電壓畸變時(shí)，含有直流成分，以及離散化造成的2次諧波問(wèn)題，會(huì)導(dǎo)致鎖相不理想，甚至鎖相失敗。針對(duì)上述問(wèn)題，提出添加直流控制環(huán)消除直流擾動(dòng)，系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)中增加陷波器環(huán)節(jié)，進(jìn)行特定次諧波濾除，優(yōu)化廣義積分鎖相控制機(jī)構(gòu)。

圖2 PLL控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Controlblock diagram ofPLL

3 基于廣義積分的PLL偏移分析

3.1 2次諧波產(chǎn)生理論分析

數(shù)字處理器的快速發(fā)展，使得數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)得到廣泛應(yīng)用。離散化過(guò)程中存在偏差，使鑒相結(jié)構(gòu)產(chǎn)生非理想相位移，進(jìn)而在鎖相系統(tǒng)中產(chǎn)生2次諧波，致使系統(tǒng)受2次諧波影響。

2次諧波產(chǎn)生的原理分析如下：設(shè)非理想相位移δ，Vα，與Vβ的夾角為θ=90°+δ，則可得：

設(shè) θ～與θ相等，則sinδ≈δ，cosδ≈1，由式（1）、式（2）可得：

由上式可以看出系統(tǒng)中有2次諧波的產(chǎn)生，經(jīng)過(guò)PI調(diào)解后使鎖相輸出中含有2倍頻偏差，這一偏差會(huì)使相位產(chǎn)生偏移，鎖相存在穩(wěn)態(tài)誤差，甚至導(dǎo)致鎖相失敗。

3.2 直流偏移分析

二階通用廣義積分移相模塊結(jié)構(gòu)圖如圖3所示，Vα，Vβ的傳遞函數(shù)如下式所示：

從式（4）中顯然可以看出Vα是帶通濾波器，可以濾除直流成分，無(wú)移相；從式（5）可知Vβ移相90°，是低通濾波器，如果輸入端含有直流成分，無(wú)法濾除直流成分，將受其干擾，使鎖相結(jié)果產(chǎn)生偏移。

圖3 廣義積分模塊框圖Fig.3 Generalized integrator block diagram

4 PLL優(yōu)化與參數(shù)設(shè)計(jì)

基于上述相位偏移分析，本文提出在鑒相環(huán)節(jié)增加直流控制環(huán)來(lái)抵消直流造成的相位偏移和添加陷波器環(huán)節(jié)進(jìn)行濾波的控制結(jié)構(gòu)進(jìn)行系統(tǒng)優(yōu)化，優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。

圖4 優(yōu)化后PLL控制框圖Fig.4 Control block diagram of optimized PLL

4.1 改進(jìn)廣義積分器的原理分析和直流增益參數(shù)設(shè)計(jì)

圖5 優(yōu)化后廣義積分模塊框圖Fig.5 Optimized generalized integrator block diagram

圖5是改進(jìn)后的廣義積分鑒相系統(tǒng)框圖，與圖4比較，可以看出增加了直流控制環(huán)。相應(yīng)的鑒相機(jī)構(gòu)傳遞函數(shù)如下：

從式（6）可知，Vα是帶通濾波器，可以濾除直流成分，無(wú)移相；從式（7）可知Vβ是帶通濾波器，移相90o，如果輸入端含有直流成分，可以濾除直流，克服了直流成分形成的偏移；Vdc等于輸入信號(hào)的直流成分。Vα，Vβ系統(tǒng)伯德圖如圖6所示。

圖6 不同k，k0取值時(shí)廣義積分器伯德圖Fig.6 Bode plots of generalized integrator for differentvalues of k，k0

直流控制環(huán)增益k0較小時(shí)，直流含量消除比較緩慢；較大時(shí)會(huì)在正交信號(hào)中產(chǎn)生震蕩，因此k0的取值必須合適。k0與k的關(guān)系如下式：

4.2 陷波器應(yīng)用的理論分析

為了克服相位移偏差時(shí)，產(chǎn)生的2次諧波干擾問(wèn)題，提出用陷波器濾波的方法，因此需要構(gòu)造的陷波器傳遞函數(shù)DNF(s)如下式：

式中：Q為陷波器的品質(zhì)因數(shù)；ωres=2ω。陷波器在頻率ωres處，其增益為0，對(duì)于偏離ωres的信號(hào)，由于s2+遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于Q s，其增益為1。

5 仿真分析

基于Matlab/Simulink建立本文提出的控制方法的PLL仿真模型。仿真系統(tǒng)中參數(shù)k取1，k0取0.5，Kp取60，Ki取0.75。

在2 s時(shí)輸入端加入25%直流成分，圖7a為改進(jìn)前的Vβ波形，圖7b為改進(jìn)后的Vβ波形。很顯然如果輸入端含有直流成分時(shí)，加入直流控制環(huán)可以濾除直流成分造成的偏移。

圖7 優(yōu)化前后Vβ波形Fig.7 Diagram of Vβbefore and afteroptimization

圖8為系統(tǒng)中含有2次諧波時(shí)，Ve端響應(yīng)曲線，由圖8可知加陷波器前Ve端響應(yīng)存在振蕩現(xiàn)象，加入陷波器濾波后其響應(yīng)曲線平直，控制效果理想。

圖8 含2次諧波時(shí)V e端波形Fig.8 Diagram of V e when containing second harmonic input

圖9為系統(tǒng)輸入電壓畸變時(shí)正交信號(hào)輸出曲線，輸入電壓諧波以3，5次諧波為主，分別為17.32%，2.65%，由圖9可以看出輸入畸變條件下，構(gòu)造正交信號(hào)輸出理想，說(shuō)明基于廣義積分的鎖相環(huán)，具有較強(qiáng)的魯棒特性。

圖9 輸入電壓畸變時(shí)正交波形Fig.9 Quadrature waveforms with inputvoltage distortion

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出方法在實(shí)際應(yīng)用的有效性，通過(guò)在2 kW單相并網(wǎng)逆變器控制裝置實(shí)現(xiàn)該鎖相環(huán)算法。光伏發(fā)電模塊為2組200 W光伏電池串聯(lián)，實(shí)驗(yàn)時(shí)光伏電池輸出直流電壓為48 V；Tek示波器型號(hào)2012tb；Tek高壓隔離探頭P5200，衰減1∶50；Tek電流鉗A622選用10 mA/V模式。

圖10為2 kW逆變電源輸出電壓與PLL瞬態(tài)波形，由圖10可以看出輸出電壓波形接近標(biāo)準(zhǔn)正弦波，示波器顯示頻率為50.02～49.98 Hz之間，完全達(dá)到并網(wǎng)要求，說(shuō)明鎖相環(huán)輸出具有較高精度。

圖11為2 kW逆變電源輸出電流波形，電流輸出頻率與電壓一致，波形輸出較為理想。圖12為電流波形的傅里葉分析，由圖12可以看出3次，5次諧波含量較低，其他次諧波接近于零，可以看出就優(yōu)化廣義積分鎖相的2 kW逆變電源獲得了良好的性能。

圖11中過(guò)零點(diǎn)處尖峰脈沖是由于系統(tǒng)電力電子元件造成，與鎖相環(huán)關(guān)系不密切，具體消除措施有待進(jìn)一步的研究分析。

圖10 逆變電源輸出電壓與PLL瞬態(tài)波形Fig.10 The out put voltage and PLL transient response of inverter

圖11 逆變電源輸出電流波形Fig.11 The output current waveform of inverter

圖12 輸出電流傅里葉圖形Fig.12 Out put current of FFT

7 結(jié)論

并網(wǎng)逆變電源的鎖相環(huán)控制系統(tǒng)中引入了有源濾波器廣義積分器，對(duì)基于廣義積分器的鎖相環(huán)工作原理和鎖相偏移問(wèn)題進(jìn)行了分析研究。針對(duì)其直流偏移和2次諧波偏移問(wèn)題優(yōu)化，提出了增加直流控制環(huán)改進(jìn)二階廣義積分器和利用陷波器濾波的鎖相環(huán)（PLL）設(shè)計(jì)。實(shí)現(xiàn)了相位跟蹤，并網(wǎng)逆變電源輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，系統(tǒng)運(yùn)行于全功率因數(shù)模式，且具有抗諧波干擾能力強(qiáng)的特點(diǎn)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了該方法的可行性。

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