改進型Quasi-Z源逆變器

汪成明，孫春霞，滕青芳

（蘭州交通大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730070）

1 引言

電壓型逆變器廣泛應(yīng)用于功率變換技術(shù)中，但傳統(tǒng)的電壓型逆變器同一個橋臂的上下功率開關(guān)不能同時開通，否則會造成短路現(xiàn)象的發(fā)生，從而損壞逆變器，因此需在上下橋臂的開關(guān)信號之間加入死區(qū)時間，但死區(qū)時間的加入又會帶來輸出波形的畸變。另一方面，逆變器輸出電壓低于直流輸入電壓，在輸入電壓較低或變化范圍較大的場合下，需要在前級加一級升壓變換器，導(dǎo)致系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)復(fù)雜、效率變低。

文獻［1］提出Z源逆變器可克服電壓源逆變器的上述不足，為功率逆變技術(shù)提供了一種低成本、高可靠性的單級式升降壓逆變器理論及實現(xiàn)方案。其具有以下優(yōu)點：

1）利用2個電容、2個電感組成 Z源，能夠?qū)崿F(xiàn)單級的升降壓；

2）無死區(qū)時間，從而消除傳統(tǒng)逆變器由于死區(qū)時間帶來的輸出噪聲；

3）位于一個橋臂上的上、下2個功率開關(guān)管可直通，利用直通狀態(tài)提高直流輸入電壓，并增強逆變器的抗干擾能力。

Z源逆變器的上述優(yōu)點使它在燃料電池發(fā)電、光伏發(fā)電和直趨式風(fēng)力發(fā)電等新能源場合具有潛在的應(yīng)用前景。

傳統(tǒng)Z源逆變器存在輸入電流不連續(xù)、電容電壓應(yīng)力大、啟動沖擊電流大等問題。近幾年國內(nèi)外許多學(xué)者都致力于Z源逆變器的研究，如：文獻［2－7］主要針對Z源逆變器的控制策略進行改進。文獻［8－12］主要針對Z源逆變器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進行改進。其中文獻［8］提出Quasi－Z源逆變器，不僅具有傳統(tǒng)Z源逆變器的優(yōu)點，而且克服了傳統(tǒng)Z源逆變器電容電壓過高，輸出電流不連續(xù)的缺點。

本文在文獻［8］提出的傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，對其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進行改進，利用傳統(tǒng)Quasi－Z源模塊的混聯(lián)及串聯(lián)，提出兩種新的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器具有相同的升壓倍數(shù)，同時極大地減小了電容電壓，并有效降低了電路啟動時電感電流的峰值。本文通過理論分析和仿真研究，驗證了兩種改進型Quasi－Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性和有效性。

2 傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器

圖1為傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。Quasi－Z源逆變器除了與傳統(tǒng)電壓型逆變器一樣存在8種開關(guān)矢量之外，還多了1種直通零矢量狀態(tài)，因此其具有9種矢量：即6種有效矢量、2種傳統(tǒng)零矢量和1種直通零矢量。直通零矢量與傳統(tǒng)零矢量一樣，不會對輸出電壓產(chǎn)生影響。它是插入到傳統(tǒng)零矢量中，使得同一個橋臂的2個功率開關(guān)管導(dǎo)通而得到。Quasi－Z源逆變器就是通過這個特有的直通零矢量而得到了升壓能力。

圖1 傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of traditional Quasi－Z source inverter

由文獻［8］可知，針對圖 1的傳統(tǒng) Quasi－Z源逆變器的電容電壓可表示為

逆變器直流端的峰值電壓為

其中：設(shè)T為一個開關(guān)周期，t0為直通時間，t1為非直通時間，t0與t1的關(guān)系為t0+t1=T，直通占空比d=；升壓因子B=≥1；由式（2）可知，Quasi－Z源逆變器輸出電壓峰值高于直流源電壓，表示逆變器實現(xiàn)了升壓功能。

逆變器輸出的相電壓峰值可表示為

式中：M為PWM逆變器的調(diào)制因子。

由式（3）可以看出，逆變器的輸出電壓是由d和M共同決定的，而且d和M之間存在約束關(guān)系：

由式（4）可以看出d不能無限制地增加，因為當(dāng)d增大時，M的調(diào)制范圍會隨之減小，而小的調(diào)制因子會對輸出電壓質(zhì)量產(chǎn)生不良的影響，因此限制了Quasi－Z源逆變器的升壓能力。由式（2）可知當(dāng)d接近1/2時，逆變器直流端的峰值電壓會越來越大，同時由式（1）可知：UC1，UC2上的電壓也會越來越大，則對電容的耐壓有更高的要求，這樣就增加了電容的體積、降低了電路的可靠性、增加了電路的成本。

3 改進Quasi－Z源逆變器

3.1 改進1型Quasi－Z源逆變器

改進1型Quasi－Z源逆變器拓?fù)湟妶D2，增加傳統(tǒng)Quasi－Z源模塊，使得電容電壓降低；同時為克服傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器輸入電流不連續(xù)的缺點，把電感放置在二極管與直流電源之間，保證了輸入電流連續(xù)。

圖2 改進1型Quasi－Z源逆變器拓?fù)銯ig.2 Topology of improved Version 1 of Quasi－Z source inverter

改進1型Quasi－Z源逆變器的升壓原理與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器相同，都是通過同一個橋臂的2個功率開關(guān)管同時導(dǎo)通而獲得升壓能力。

改進1型Quasi－Z源逆變器有直通和非直通2種工作狀態(tài)，分別如圖3a、圖3b所示。

為了方便分析，假設(shè)在改進1型Quasi－Z源逆變器中：電容C1=C2=C3=C4=C5=C；電感L1=L2=L3=L4=L。當(dāng)處于直通狀態(tài)時可得如下方程：

當(dāng)處于非直通狀態(tài)時，可得如下方程：

逆變器直流端的峰值電壓為

逆變器輸出的相電壓峰值可表示為

可見，改進1型Quasi－Z源逆變器的直流端峰值電壓及輸出相電壓峰值與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器相同。

3.2 改進2型Quasi－Z源逆變器

改進2型Quasi－Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示，利用傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器模塊進行串聯(lián)，有效降低Quasi－Z源逆變器中電容的電壓，減小啟動時電感電流的峰值，同時縮短電路的響應(yīng)時間。改進2型Quasi－Z源逆變器，其升壓能力與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器也相同，同樣是通過同一個橋臂的2個功率開關(guān)管同時導(dǎo)通而獲得升壓能力。

圖4 改進2型Quasi－Z源逆變器拓?fù)銯ig.4 Topology of improved version 2 of Quasi－Z source inverter

改進2型Quasi－Z源逆變器也有2種工作狀態(tài)，即直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)，如圖5a和圖5b所示。

圖5 改進2型Quasi-Z源逆變器的2種工作狀態(tài)Fig.5 Work state of the improved version 2 of Quasi-Z source inverter

為了方便分析，假設(shè)在改進2型Quasi－Z源逆變器中：電容C1=C2=C3=C4=C5=C；電感L1=L2=L3=L4=L。由電路的對稱性可知：

則，當(dāng)處于直通狀態(tài)時可得如下方程：

當(dāng)處于非直通狀態(tài)時，可得如下方程：

逆變器直流端的峰值電壓為

逆變器輸出的相電壓峰值可表示為

可見，改進2型Quasi－Z源逆變器的直流端峰值電壓及輸出相電壓峰值與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器相同。

3.3 比較分析

對于傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器、改進1型和改進2型Quasi－Z源逆變器，采用狀態(tài)平均法分析，結(jié)果如表1所示。

表1 電容電壓平均值Tab.1 Average voltages of capacitors

由表1結(jié)果可見，采用相同的占空比與控制策略的條件下，改進型Quasi－Z源逆變器在保持輸出相電壓相同的前提下，電容上承擔(dān)的電壓被有效的降低。改進1型Quasi－Z源逆變器的UC1，UC2均下降一半；改進2型Quasi－Z源逆變器的UC1，UC2下降一半，同時改進2型的UC3約為改進1型UC3的一半。

4 簡單升壓控制原理

Z源逆變器的控制策略的研究，主要集中在如何在傳統(tǒng)的逆變控制方法中加入直通時間。Z源逆變器的控制策略主要有簡單升壓控制、最大升壓比控制、基于空間矢量的控制、單周控制、滯環(huán)控制等控制策略。本文提出的兩種改進型Quasi－Z源逆變器，利用了傳統(tǒng)Quasi－Z源模塊的混聯(lián)及串聯(lián)，在原電路中增加了一個傳統(tǒng)Quasi－Z源模塊，但其升壓原理與傳統(tǒng) Quasi－Z源逆變器相同。所以，傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器的控制策略完全可用于改進型Quasi－Z源逆變器。本文采用簡單升壓控制［13］，其擁有實現(xiàn)簡單、開關(guān)管電流應(yīng)力小等優(yōu)點，在Z源逆變器的控制中廣泛使用。圖6為簡單升壓控制原理圖。該控制方式是在傳統(tǒng)PWM控制基礎(chǔ)上，用正、負(fù)2個恒值電壓Up和Un跟三角載波比較，在載波信號大于Up或小于Un時，逆變器的三相橋臂同時導(dǎo)通。

圖6 簡單升壓控制法示意圖Fig.6 Schematic diagram of simple boost control method

由圖6中的幾何關(guān)系可得直通占空比d為

式中：t0為直通時間；T為開關(guān)周期；Utri為三角載波幅值。

因為 Up≥ux（x＝a，b，c），則直通占空比的最大值為 dmax=1-M，結(jié)合式（4）可得 Quasi－Z 源逆變器的最大輸出相電壓峰值與調(diào)制比的關(guān)系為

通過上式，可以看出當(dāng)M接近1/2時，逆變器輸出相電壓的峰值會快速提升，同時電容電壓也隨之快速增加，電路會處于惡劣的工作環(huán)境，逆變器的成本大大增加。改進型Quasi－Z源逆變器在采用與傳統(tǒng)Quasi－Z源逆變器相同耐壓等級電容的情況下，調(diào)制因子M可取更大值，以獲得更大的輸出電壓。另一方面，調(diào)制因子M同時影響輸出電能質(zhì)量，低調(diào)制因子導(dǎo)致逆變器的基頻逆變能力差，還會引入很高的總諧波畸變，降低逆變器的交流輸出性能，可見，改進型Quasi－Z源逆變器在高電壓增益輸出電壓的情況下，電路的穩(wěn)定性、電能質(zhì)量都得到了有效改善。

5 仿真分析驗證

為了驗證所提出的改進型Quasi－Z源逆變器拓?fù)湎鄬τ趥鹘y(tǒng)Quasi－Z拓?fù)涞膬?yōu)越性，在理論分析的基礎(chǔ)上以相同的參數(shù)對這3種拓?fù)湓诤唵紊龎嚎刂葡逻M行了仿真研究，具體參數(shù)設(shè)置為：直流輸入電壓Ui=150 V；電感L1=L2=L3=L4=160μH；電容 C1=C2=C3=C4=1000μF；載波頻率 f=10 kHz；占空比 d=0.358 。

仿真結(jié)果如圖7～圖9所示。圖7為傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器、圖8為改進1型Quasi－Z逆變器和圖9為改進2型Quasi－Z逆變器在輸入電壓為150 V時的波形對比圖。其中uab是線電壓，ia是流過負(fù)載的相電流。

通過圖7、圖8、圖93組圖的對比可得：

1）3種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的輸出線電壓、相電流相同；

2）電路啟動時，流過電感L1電流的峰值：傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器接近200 A， 改進1型Quasi－Z逆變器小于150 A，改進2型Quasi－Z逆變器略大于100 A，說明改進型逆變器有效減小了電路啟動時，電感電流的峰值；

圖7 傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器波形Fig.7 Waveforms of the trational Quasi-Z source inverter

3）電路中處于相同位置的電容的電壓：改進1型Quasi－Z逆變器明顯優(yōu)于傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器；改進2型Quasi－Z逆變器與傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器相比，無論是啟動時的最大值，還是穩(wěn)態(tài)值均有大幅的減小；

4）與傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器電路響應(yīng)時間相比，改進1型Quasi－Z逆變器有所改善，改進2型Quasi－Z逆變器明顯減小。

圖9 改進2型Quasi-Z源逆變器波形Fig.9 Waveforms of the improved version 2 Quasi-Z source inverter

6 結(jié)論

針對傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器的不足，提出了2種改進型Quasi－Z逆變器拓?fù)洹Ｅc傳統(tǒng)拓?fù)湎啾?，在升壓能力相同的情況下，改進型Quasi－Z逆變器能夠有效減小電路啟動時電容電壓峰值及穩(wěn)態(tài)電壓，有效抑制電路啟動時電感電流的峰值，同時縮短電路響應(yīng)時間。其中改進1型Quasi－Z逆變器克服了傳統(tǒng)Quasi－Z逆變器輸入電流不連續(xù)的缺點；改進2型Quasi－Z逆變器相對于改進1型Quasi－Z逆變器，電容電壓下降更加明顯。理論分析與仿真結(jié)果驗證了上述結(jié)論。

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