基于DPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)的載波同步技術(shù)

謝曉明，王春雨

(北京化工大學(xué)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院，北京100029)

0 引言

目前，我國(guó)的公眾移動(dòng)通信網(wǎng)已經(jīng)全面實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，而專網(wǎng)移動(dòng)通信的數(shù)字化程度還需要很大的提高，例如民用數(shù)字對(duì)講機(jī)。歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì) (ETSI)于2005年針對(duì)民用數(shù)字對(duì)講機(jī)系統(tǒng)推出了可以應(yīng)用于900M頻段資源無(wú)中心通信系統(tǒng)的非集群標(biāo)準(zhǔn):dPMR(digital Private Mobile Radio)協(xié)議?；赿PMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)采用基于多信道選址的單工對(duì)講方式工作，根據(jù)信息產(chǎn)業(yè)部無(wú)線電管理局下達(dá)的信無(wú)函［2002］10號(hào)文規(guī)定，民用數(shù)字對(duì)講機(jī)系統(tǒng)的工作頻率變更為915.0125M-916.0875M之間?；赿PMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)不僅能滿足專網(wǎng)移動(dòng)通信由模擬化向數(shù)字化轉(zhuǎn)變的一系列要，更能滿足信息產(chǎn)業(yè)部最新出臺(tái)的數(shù)字對(duì)講機(jī)射頻指標(biāo)。無(wú)論是dPMR協(xié)議還是900M無(wú)中心系統(tǒng)在國(guó)內(nèi)都處于起步階段，因此具有良好的發(fā)展前景。

1 基于dPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)

1.1 基于dPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)簡(jiǎn)介

基于dPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)是一種不采用交換控制中心的集中控制，而由各移動(dòng)臺(tái)或固定臺(tái)分別設(shè)定無(wú)線通信鏈路的分散控制方式的自集群系統(tǒng)［1］。dPMR協(xié)議中規(guī)定信道間隔改為6.25kHz。

dPMR是數(shù)字無(wú)線電協(xié)議，通過(guò)使用低成本、低復(fù)雜性技術(shù)的專門針對(duì)高度功能性的解決方案。dPMR是一種窄帶FDMA技術(shù)，100%數(shù)字化，提供多種形式的語(yǔ)音和或數(shù)據(jù)應(yīng)用，并可以可提供歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì) (ETSI)技術(shù)標(biāo)102 361-1規(guī)定的高級(jí)通信性能［2］。dPMR協(xié)議的分層模型是簡(jiǎn)化后的OSI分層模型發(fā)展而來(lái)的，通常劃分為3個(gè)層次，自上而下分別是:呼叫控制層、數(shù)據(jù)鏈路層和物理層，如圖1所示，物理層規(guī)定信道間隔為6.25kHz。

圖1 dPMR協(xié)議模型

1.2 基于軟件無(wú)線電的dPMR物理層的載波同步

軟件無(wú)線電［3-5］(software radios)的基本思想是將寬帶的A/D轉(zhuǎn)換器盡可能靠近射頻天線，以使DSP或FPGA的功能最大化。如數(shù)字下變頻，載波同步等。

載波同步［6-7］是dPMR理層中一個(gè)必不可少的單元。在物理層中需要將900M的基帶射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻器調(diào)制為一個(gè)中頻模擬信號(hào)，然后將中頻模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)A/D采樣轉(zhuǎn)化中頻數(shù)字信號(hào)，隨后要將數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理。載波同步技術(shù)的性能將直接影響對(duì)數(shù)字信號(hào)的解調(diào)輸出，通常情況下，采用鎖相環(huán) (PLL)的載波同步技術(shù)具有較好的抗噪聲特性和比較高的捕獲精度，但是受捕獲帶寬的影響，對(duì)多普勒效應(yīng)的容忍度低。使用鎖頻環(huán) (FLL)的載波同步技術(shù)雖然增加捕獲帶寬，能夠較好的抑制多普勒效應(yīng)的影響，但是卻大大降低了跟蹤精度和抗噪聲性能。

為了滿足載波同步技術(shù)的動(dòng)態(tài)性能、抗噪聲性能以及精度要求，本文提出一種FLL和PLL聯(lián)合載波同步技術(shù)，折中的解決了FLL和PLL之間矛盾，并利用MATLAB進(jìn)行仿真。結(jié)果證明，本方法適用于高動(dòng)態(tài)環(huán)境和低信噪比環(huán)境下的基于dPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)。

2 載波同步方案設(shè)計(jì)

由于dPMR協(xié)議中要求信號(hào)的調(diào)制方式為4FSK，所以本文針對(duì)4FSK調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行研究。載波同步系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 FLL+PLL載波跟蹤方案模型

由于900M的射頻信號(hào)頻率非常高，對(duì)硬件要求極高，在實(shí)際中很難實(shí)現(xiàn)，所以將900M的射頻信號(hào)進(jìn)行模擬混頻后得到75M的中頻模擬信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)A/D采樣，將模擬中頻信號(hào)數(shù)字化之后輸入到載波同步模塊中，對(duì)載波信號(hào)進(jìn)行捕獲。

載波同步模塊利用FLL和PLL各自的優(yōu)點(diǎn)，采用FLL和PLL聯(lián)合跟蹤方案。由于剛剛進(jìn)入載波同步模塊的數(shù)字中頻信號(hào)具有高動(dòng)態(tài)性，所以載波具有一個(gè)較大的頻偏，因此，首先采用FLL進(jìn)行頻率的粗捕獲，當(dāng)捕獲頻率到達(dá)一定門限，利用一個(gè)判決模塊使捕獲工作進(jìn)入到PLL中，利用PLL對(duì)載波信號(hào)實(shí)現(xiàn)精確的相位同步。如果動(dòng)態(tài)增大時(shí)，使FLL的捕獲頻率超過(guò)判決模塊所規(guī)定的判決門限，又轉(zhuǎn)入FLL進(jìn)行捕獲，從而實(shí)現(xiàn)環(huán)路的FLL和PLL的自動(dòng)切換。

3 載波同步環(huán)路的設(shè)計(jì)

3.1 數(shù)字鎖頻環(huán)的設(shè)計(jì)

由于傳統(tǒng)的叉積自動(dòng)鑒頻算法 (CPAFC)和改進(jìn)的基于符號(hào)的叉-點(diǎn)積鑒頻 (Cross Dot Product AFCCDPAFC)［8-9］算法都會(huì)受到信號(hào)幅度的影響，所以本文采用反正切算法［10］來(lái)消除這一現(xiàn)象，假設(shè)輸入中頻信號(hào)為

式中:n(t)——譜密度為窄帶高斯白噪聲。

鎖頻環(huán)數(shù)控震蕩器輸出為

經(jīng)過(guò)如圖2中的FLL模塊的積分清洗器后的輸出為

上式中，T是預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間，tk－1是預(yù)檢測(cè)積分開始時(shí)間，Δω是頻率估計(jì)殘差，θ是本地初始相位。所以叉積鑒頻和點(diǎn)積鑒頻結(jié)果為

所以有

經(jīng)過(guò)反正切變換可以得出頻率估計(jì)殘差為

使用該算法的鎖頻環(huán)可以有效的對(duì)具有高多普勒效應(yīng)的頻率斜生信號(hào)進(jìn)行載波同步。

3.2 數(shù)字鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)

基于科斯塔斯環(huán)的鑒相算法是數(shù)字鎖相環(huán)的常用算法，一般有反正切鑒相算法、正切鑒相算法、2倍角正弦鑒相算法和正弦鑒相算法，算法表達(dá)式分別是

鎖相環(huán)能夠捕獲的頻率域越廣，說(shuō)明鑒相方法的鑒相范圍和線性度越大。在相差比較小時(shí)，上述四種鑒相法分別對(duì)應(yīng)的鑒相直線方程為

我們?cè)冢?π/2，π/2］的值域內(nèi)，對(duì)上述4種方法進(jìn)行評(píng)估，在幾種誤差下，上述4種鑒相算法的線性范圍比較見(jiàn)表1。

表1 4種鑒相算法的線性范圍比較

通過(guò)表1可以看出，4中鑒相法中，反正切鑒相方法的線性度為最優(yōu)，所以本文在鑒相算法上使用基于科斯塔斯環(huán)的反正切鑒相算法。

3.3 鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)的數(shù)字環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)

本文采用二階數(shù)字鎖頻環(huán)來(lái)進(jìn)行載波頻率的粗同步，其數(shù)字濾波器基本結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 二階鎖頻環(huán)數(shù)字濾波器模型

由圖3可以推導(dǎo)出二階FLL的環(huán)路傳遞函數(shù)為

那么二階FLL的環(huán)路誤差傳遞函數(shù)為

同樣本文采用的數(shù)字鎖相環(huán)也為二階，其數(shù)字濾波器基本結(jié)構(gòu)如圖4所示。

二階PLL的環(huán)路傳遞函數(shù)為

圖4 二階鎖相環(huán)數(shù)字濾波器模型

那么二階PLL的環(huán)路誤差傳遞函數(shù)為

由圖3和圖4進(jìn)行以及由式17和式19比較可以看出，鎖頻環(huán)的數(shù)字濾波器要比鎖相環(huán)的數(shù)字濾波器多一個(gè)積分環(huán)節(jié)，這也是鎖頻環(huán)比鎖相環(huán)能夠較好的抑制信號(hào)多普勒效應(yīng)的關(guān)鍵原因之一。C1和C2的計(jì)算表達(dá)式為

式中:ωn——環(huán)路固有振蕩頻率，表達(dá)式為BL——環(huán)路等效噪聲帶寬，ξ——阻尼系數(shù)，一般取經(jīng)驗(yàn)值0.707。

3.4 二階FLL和二階PLL的抗多普勒效應(yīng)性能分析

穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差的表達(dá)式為

He(s)為誤差傳遞函數(shù)，θi(s)為輸入信號(hào)的拉普拉斯變換。根據(jù)拉氏變換中值定理有

下面以輸入信號(hào)為具有多普勒效應(yīng)的頻率一次斜生信號(hào)來(lái)進(jìn)行分析。頻率一次斜生信號(hào)i(t)=0.5Rt2的拉氏變換是

R為信號(hào)變化速率，所以二階FLL的穩(wěn)態(tài)誤差為

二階PLL的穩(wěn)態(tài)誤差為

二階FLL和二階PLL的穩(wěn)態(tài)誤差比較結(jié)果如圖5所示。

圖5 二階鎖相環(huán)數(shù)字濾波器模型

由式 (24)和圖5可以看出，對(duì)于輸入的頻率一次斜生信號(hào)來(lái)說(shuō)，二階FLL跟蹤環(huán)中穩(wěn)態(tài)誤差為0，所以二階FLL可以很好的跟蹤頻率一次斜生信號(hào)。由式25和圖5可以看出，對(duì)于輸入的頻率一次斜生信號(hào)來(lái)說(shuō)，其二階PLL跟蹤環(huán)中穩(wěn)態(tài)誤差是存在的，并與環(huán)路的帶寬BL的平方成反比，當(dāng)BL足夠大時(shí)，當(dāng)可以跟蹤頻率一次斜生信號(hào)，這就意味著輸入的信號(hào)會(huì)伴隨著大量噪聲。

4 仿真結(jié)果及分析

前面已經(jīng)對(duì)FLL聯(lián)合PLL的載波同步系統(tǒng)進(jìn)行詳細(xì)的設(shè)計(jì)以及算法的描述，下面利用matlab對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真驗(yàn)證和性能分析。根據(jù)A/D采樣過(guò)程以及DPMR協(xié)議進(jìn)行的仿真系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)為:輸入FSK中頻信號(hào)為一次斜生信號(hào)，中心頻率75M，載波頻率為10M，采樣率為fs=60M，載噪比-10dB，積分時(shí)間T=1ms，多普勒動(dòng)態(tài)范圍 (-300，+300)kHz，F(xiàn)LL轉(zhuǎn)入 PLL的判決門限為 (-40，+40)kHz。載波同步仿真結(jié)果如圖6和圖7所示。

由圖6可以看出，F(xiàn)LL可以很快的捕獲具有多普勒效應(yīng)的載波信號(hào)，當(dāng)FLL捕獲的殘余頻差為40kHz時(shí)轉(zhuǎn)入PLL來(lái)完成載波信號(hào)的精確捕獲。由圖7可以看出，對(duì)于一次斜生的多普勒信號(hào)，本載波同步方案可以比較好的完成載波信號(hào)的同步。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文根據(jù)信息產(chǎn)業(yè)部無(wú)線電管理局下達(dá)的信無(wú)函［2002］10號(hào)文并結(jié)合歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì) (ETSI)推出的dPMR協(xié)議，創(chuàng)新性的提出一種可以應(yīng)用于民用對(duì)講機(jī)或是其它領(lǐng)域的基于DPMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)。在以此系統(tǒng)為背景下，利用鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)各自的優(yōu)點(diǎn)，提出一種二階FLL輔助二階PLL的載波同步跟蹤方案，通過(guò)MAT-LAB仿真結(jié)果證明了本文提出的載波同步方案能夠?yàn)榛贒PMR協(xié)議的900M無(wú)中心系統(tǒng)的載波同步模塊提供一種可行性方案。

［1］HUANG Qing.The management of 900MHz system without central［J］.China Radio，2006(7):29-31(in Chinese).［黃慶.淺談對(duì)900 MHz無(wú)中心系統(tǒng)的管理 ［J］.中國(guó)無(wú)線電，2006(7):29-31.］

［2］ETSI TS 102 361-1.Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters(ERM);digital private mobile radio(DPMR)using FDMA with a channel spacing of 6.25kHz［S］.2008.

［3］ZHANG Weihu，YANG Yanning，ZHANG Fuchun.Present situation and developing trend of software radio technology［J］.Modern Electronic Technology，2006，29(13):29-34(in Chinese).［張威虎，楊延寧，張富春.軟件無(wú)線電技術(shù)的現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢(shì) ［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2006，29(13):29-34.］

［4］TAO Yuzhu，HU Jianwang，CUI Peizhang.An overview of software radio［J］.Communications Technology，2011，44(1):37-39(in Chinese).［陶玉柱，胡建旺，崔佩璋.軟件無(wú)線電技術(shù)綜述 ［J］.通信技術(shù)，2011，44(1):37-39.］

［5］TANG Chaowei，WANG Li，MA Wenxing，et al.System resource management of a mobile terminal for software-defined radio platforms［J］.Journal of Chongqing University，2009，32(6):668-672(in Chinese).［唐朝偉，王麗，馬文星，等.應(yīng)用軟件無(wú)線電的移動(dòng)終端管理系統(tǒng)資源 ［J］.重慶大學(xué)學(xué)報(bào)，2009，32(6):668-672.］

［6］Kiesel Stefan，Ascher Christian，GrammDaniel.GNSSreceiver with based FLL-Assisted PLL carrier tracking loop［C］//Savannah CA，ION GNSS21st International Technical Meeting of the Satellite Division，2008:197-198.

［7］Alireza Pazavi，Demoz Gebre Egziabher，Dennis M Akos.Carrier loop architectures for tracking weak GPSsignals［J］.IEEE Transactions on Aerospace and Electronic System，2008，44(2):697-710.

［8］WANG Jun，WU Yucheng，MENG Geng.Carrier synchronization for IF digital receiver［J］.Communications Technology，2010，43(1):66-68(in Chinese).［王俊，吳玉成，孟耕.動(dòng)態(tài)環(huán)境中頻數(shù)字接收機(jī)載波同步研究 ［J］.通信技術(shù)，2010，43(1):66-68.］

［9］HE Xiaohua，GUO Hongzhi，LI Shiju.Digital realization of FM demodulation based on cross product frequency discriminator［J］.Computer Emulation，2010，27(3):353-356(in Chinese).［何曉華，郭洪志，李式巨.基于叉積鑒頻器的FM信號(hào)數(shù)字化解調(diào)實(shí)現(xiàn) ［J］.計(jì)算機(jī)仿真，2010，27(3):353-356.］

［10］TANG Xiaomei，HUANG Yangbo，WANG Feixue.Performance and design of carrier tracking loop based on atan detector in GNSS receiver［J］.Journal of Electronics ＆ Information Technology，2010，32(7):1747-1751(in Chinese).［唐小妹，黃仰博，王飛雪.導(dǎo)航接收機(jī)中基于反正切鑒別器載波環(huán)路的分析及優(yōu)化設(shè)計(jì) ［J］.電 子 與 信 息 學(xué) 報(bào)，2010，32(7):1747-1751.］