Ka頻段單脈沖多層微帶陣列天線設(shè)計與優(yōu)化

李 峰,官正濤,趙 璐

(中國西南電子技術(shù)研究所,成都610036)

1 引 言

微帶天線由于具有低剖面、重量輕、成本低等優(yōu)點而獲得了廣泛的應(yīng)用。微帶陣列天線的饋電網(wǎng)絡(luò)一般有兩種,一種與輻射單元共面,其結(jié)構(gòu)簡單,但由于饋電網(wǎng)絡(luò)在不連續(xù)處也要輻射一些能量,通常會給方向圖(特別是低副瓣)造成不利的影響;另一種則采用耦合饋電,使輻射陣面與饋電網(wǎng)絡(luò)在不同的介質(zhì)層上,從而消除了不希望的饋電網(wǎng)絡(luò)輻射,但是為了與波導(dǎo)或同軸線聯(lián)接,需要將輸入端放在陣面邊緣,必然增加微帶線長度從而引起損耗的上升,在毫米波頻段這種增加變得不能忍受。另外,耦合饋電的雙層微帶天線由于屏蔽腔的存在,天線厚度與重量均會明顯增加。帶狀線的兩個地板,一個印制耦合縫可用來給輻射單元耦合饋電,另一個則印制平面激勵振子用來和波導(dǎo)輸入端聯(lián)接。采用帶狀線做饋電網(wǎng)絡(luò)既可以使輻射陣面與饋電網(wǎng)絡(luò)不在同一層,既減小了相互間的干擾,又能在陣面中心布置波導(dǎo)接口從而縮短總的饋線長度,減少饋線損耗。

在二次監(jiān)視雷達(dá)中除了和波束外,還需要一個旁瓣抑制方向圖來減少系統(tǒng)的“竄擾”。不同的陣列口徑分布下旁瓣抑制的效果是不一樣的,饋電網(wǎng)絡(luò)的實現(xiàn)難度也有差異。在毫米波段由于工作波長短,線寬過小會帶來加工困難,甚至于無法實現(xiàn)。因此饋電網(wǎng)絡(luò)中的功分器分配比要盡量減小差異,而這和旁瓣抑制又是一對矛盾。本文以旁瓣抑制裕度和饋電網(wǎng)絡(luò)中各級“T”形功分器的最大饋電分配比為目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行天線方向圖優(yōu)化,最后得到在工程上實用的口徑分布,它具有較大的設(shè)計余量及加工容差,從而確保加工的原理樣機(jī)達(dá)到技術(shù)指標(biāo)。

2 口徑分布優(yōu)化

經(jīng)典優(yōu)化算法,如隨機(jī)爬山法,是單點搜索算法,即根據(jù)一些變動規(guī)則,從解空間中的一點移到另一點來進(jìn)行。這樣的方式對于多峰函數(shù)來說,可能會陷入局部的一個單峰的優(yōu)解,更不幸的是當(dāng)陣元數(shù)較大時,這種簡單的搜索方法往往引起搜索的組合爆炸。遺傳算法(GA)[1-4]對復(fù)雜、非線性問題顯示出了強(qiáng)大的能力,與經(jīng)典方法的結(jié)果相比其解的品質(zhì)得到顯著提高。

遺傳算法從一初始化的群體出發(fā),選取性能優(yōu)良的個體,在這些優(yōu)良個體之間進(jìn)行生物化的繁殖,使它們一代代地進(jìn)化到解空間中越來越好的區(qū)域。遺傳算法包含以下五步過程:首先,對個體采用浮點碼編碼;其次,采用Minimax法定義適應(yīng)度函數(shù),就是使不同方位角度的和差通道電平差最小值最大化及饋電網(wǎng)絡(luò)中各個功化器的最大功分比最小化;第三,個體選擇為輪盤賭的正比選擇法;第四,交叉;第五,變異。通過以上5個步驟后產(chǎn)生出新一代群體,對它們進(jìn)行重新評價、選擇、交叉、變異,如此循環(huán)往復(fù),使群體中最優(yōu)個體的適應(yīng)度和平均適應(yīng)度不斷提高,直到最優(yōu)個體的適應(yīng)度達(dá)到某一限定值或最優(yōu)個體的適應(yīng)度和群體的平均適應(yīng)度值不再提高,則迭代過程收斂,算法結(jié)束。

對于16元等間距陣,單元間距為0.9個自由空間波長時,采用切比雪夫陣[5],其設(shè)計副瓣為-30.5 dB;采用三角陣,其臺坡為 0.28,副瓣為-23 dB;采用遺傳算法(GA)優(yōu)化,其副瓣為-23 dB。天線方位面和/差陣因子方向圖如圖1～3所示。

圖1 切比雪夫分布Fig.1 Chebyshev distribution

圖2 三角分布Fig.2 Triangle distribution

圖3 GA分布Fig.3 GA distribution

以上3種分布有一個共同的邊緣電平,它們的口徑電流分布如圖4所示。圖5顯示了方位面主波束5°以外到90°3種分布對應(yīng)的差與和通道電平差方向圖,值越大就表明差對和的覆蓋效果越好。90°以外的角域?qū)儆诤蟀陞^(qū)域,并且電平很低(小于-30 dB),這里就不再加以考慮。

圖4 口徑分布對比Fig.4 Contrast of GA distributionwith others

圖5 差和通道電平差方向圖Fig.5 Pattern with D-∑about all distributions

觀察圖1～5可以看到差通道對和通道的整體覆蓋效果。很明顯,GA分布優(yōu)于三角分布,而切比雪夫分布最差。圖5顯示,三角分布在方位角70°附近的旁瓣抑制裕度明顯變差,切比雪夫分布則在20°～60°的范圍內(nèi)都接近10 dB,而GA優(yōu)化的分布則在90°范圍內(nèi)都優(yōu)于12 dB,且幅度均勻。

由表1可以清楚地看到,除了副瓣電平(參考項)這一項指標(biāo)以外GA分布均是最優(yōu)結(jié)果。它對應(yīng)的最大功分比最小,意味著饋電網(wǎng)絡(luò)圖案的線寬較寬,便于加工;旁瓣抑制裕度最大也增大了加工公差;波束寬度最小,表示在3種口徑分布中的口徑效率最高。

表1 主要指標(biāo)對比Table 1 Technical parameters of all distributions

由GA根據(jù)旁瓣抑制裕度及最大功分比優(yōu)化得到16個單元的饋電能量分布(各單元的相位相同)為:0.08,0.18,0.3,0.47,0.62,0.81,0.93,1,0.93,0.81,0.62,0.47,0.3,0.18,0.08。

3 單元及饋電網(wǎng)絡(luò)

天線單元模型如圖6所示。由貼片正下方的帶狀線上地板蝕刻“Z”形縫隙饋電,該地板同時作為微帶貼片的地板。在帶狀線上地板的縫隙破壞了帶狀線的對稱性,帶狀線上下兩地板間將激勵起平行板模式,增加了單元間的互耦,給陣面的口徑幅度與相位分布造成很大的擾動,對天線性能帶來不利影響。為了避免這種情況發(fā)生,在帶狀線上下兩地板之間的介質(zhì)2、3中,位于帶狀線上地板“Z”形饋電縫的四周制作一組間距足夠小的金屬化過孔。它們將帶狀線上下地板短路,形成一個矩形腔體,從而將位于介質(zhì)3上的穿過金屬化過孔的帶線饋線所傳播的TEM模轉(zhuǎn)換成腔體內(nèi)的波導(dǎo)TE10模,該TE10模再激勵饋電縫。位于介質(zhì)1上的圓極化輻射單元采用切角微帶貼片圖案。

圖6 天線單元模型Fig.6Model of antenna unit

饋電網(wǎng)絡(luò)將能量按照口面幅相分布的要求分配到各個輻射單元中。為便于控制相位,采用并饋方案。圖7為16×16元的饋電網(wǎng)絡(luò)布局圖案。

圖7 饋電網(wǎng)絡(luò)示意圖Fig.7 Schematic diagram of feed network

4 實驗結(jié)果及結(jié)論

按16元×16元的規(guī)模加工制作了一個面陣,陣面上各陣元相位相同,方位面按0.9個波長等間距布陣,幅度為GA分布,俯仰面按0.8個波長等間距布陣,幅度為均勻分布。天線和差方向圖如圖8所示,方位面波束寬度實測值為4.2°,與設(shè)計值4.29°吻合良好。副瓣電平實測值-19.13 dB,與設(shè)計值-23 dB差3.87 dB。經(jīng)實測,天線外形尺寸、天線表面不平度達(dá)到0.1 mm,這將引起最大2 dB的副瓣電平惡化。其余的1.87 dB估計是輻射貼片和饋電結(jié)構(gòu)之間的定位誤差引起的,從而造成各陣元上的相位和幅度出現(xiàn)偏差。

圖8 實測的方位面和差方向圖Fig.8 Measurement result of azimuth pattern

差方向圖在0°～180°的前半空間內(nèi)完全覆蓋和方向圖(除主波瓣外),實現(xiàn)了100%的旁瓣抑制效果。

如圖9所示,俯仰面副瓣電平實測值-12.79 dB與均勻分布的理論值-13.34 dB相比差0.55 dB,陣面0.1 mm不平度將導(dǎo)致最大0.72 dB的惡化。如圖10和圖11所示,在500MHz帶寬內(nèi)天線平均增益約為27.3 dBi,折算成效率約24%(含口徑效率)。饋電網(wǎng)絡(luò)插入損耗約5 dB,它構(gòu)成了天線的主要損耗,在材料性能沒有改善之前達(dá)到30%的效率是十分困難的。但是將饋電網(wǎng)絡(luò)改為帶狀線-波導(dǎo)混合網(wǎng)絡(luò)可以減小約2 dB的饋電損耗,從而得到約38%的效率。

圖9 實測的俯仰面方向圖Fig.9 Measurement result of elevation pattern

圖10 和差通道駐波比實測值Fig.10 Measurement result of VSWR

圖11 軸比及增益實測值Fig.11Measurement result of gain and AR

根據(jù)作者的實踐經(jīng)驗,工作于毫米波頻段的多層微帶陣列天線由于層間定位誤差以及平面度誤差將明顯抬高副瓣電平,因此毫米波以上頻段的低副瓣天線用一般的微帶陣列天線很難實現(xiàn),多波束微帶陣列天線采用旁瓣對消也許是一種較好的選擇,但是平面結(jié)構(gòu)實現(xiàn)二維低副瓣波束也有困難。同樣,加工誤差給和差覆蓋也帶來不利影響,有幾個角度上和差電平較為接近,只有在口徑分布上采用余量較大的方案才能確保做出來的天線滿足覆蓋要求。為了提高效率,在材料未取得突破前,波導(dǎo)-帶狀線混合饋電的微帶天線是一個可以考慮的方案。

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