數(shù)字化軟開(kāi)關(guān)高頻開(kāi)關(guān)電源模塊設(shè)計(jì)

黃書(shū)強(qiáng)，王海欣，張君，黃海宏（合肥工業(yè)大學(xué)，安徽 合肥 230009）

0 引言

直流操作系統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源是發(fā)電廠、變電站中重要的二次設(shè)備之一。目前該電源采用高頻開(kāi)關(guān)電源模塊并聯(lián)運(yùn)行的模式，但由于開(kāi)關(guān)電源模塊開(kāi)關(guān)頻率高，電流大，會(huì)存在較大的開(kāi)關(guān)損耗和電磁干擾，為了更好的改善其特性，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，同時(shí)由于控制技術(shù)進(jìn)步和微處理器的高速發(fā)展，目前直流操作系統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源正朝著軟開(kāi)關(guān)技術(shù)和數(shù)字化智能化控制技術(shù)相結(jié)合的方向發(fā)展［1，2］。

本文以TMS320F2812為核心，研制了采用移相全橋零電壓零電流ZVZCS技術(shù)的直流操作系統(tǒng)用高頻開(kāi)關(guān)電源DC/DC部分。在負(fù)載和輸入電壓變化的情況下均能很好的實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，其動(dòng)態(tài)性和穩(wěn)定性良好，硬件拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。

1 直流操作系統(tǒng)高頻開(kāi)關(guān)電源模塊的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)

1.1 ZVZCS的工作原理

移相全橋軟開(kāi)關(guān)電路的軟開(kāi)關(guān)方式分為ZVS和ZCS以及他們的組合，其基本思想為通過(guò)電路中的電感，電容發(fā)生諧振實(shí)現(xiàn)電壓和電流的過(guò)零，在此時(shí)開(kāi)關(guān)管通斷即可實(shí)現(xiàn)零電壓和零電流開(kāi)關(guān)。

一般地，基于經(jīng)典移相全橋ZVS超前臂有足夠的諧振能量實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，而滯后臂由于在開(kāi)通時(shí)變壓器原邊電流比較小，其副邊整流二極管同時(shí)形成續(xù)流回路而相當(dāng)于是短路狀態(tài)，所以只有較小的電感參與諧振很難實(shí)現(xiàn)ZVS，而且存在著較大的占空比損失［3］。本次設(shè)計(jì)為改善此缺陷，考慮滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZCS，采用圖1所示滯后臂串聯(lián)二極管的PS-FB-ZVZCS變換器，充分發(fā)揮其實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)范圍大，效率高，占空比損失很小的優(yōu)點(diǎn)。圖2給出了該變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的主要工作波形［4］。其中［t0－t6］為半個(gè)周期。

圖1 直流操作系統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)

圖2 ZVZCS變換器的工作的主要波形

在 VT1，VT4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊能量正常向副邊傳輸，Uin對(duì)隔離電容Cb充電;當(dāng) VT1關(guān)斷時(shí)，電容 C1充電、C2放電，由于C1電壓上升是漸進(jìn)的，所以VT1關(guān)斷過(guò)程近似是零電壓關(guān)斷;當(dāng)C2放電完畢，原邊電流iP沿VD2續(xù)流時(shí)，開(kāi)通VT2，則VT2零電壓導(dǎo)通;同時(shí)橋路之間的電壓UAB被鉗位到零，隔離電容上的電壓可看成恒壓源加到等效漏感Llk上，使iP迅速至零，由于滯后橋臂串聯(lián)二極管的作用電流維持為零，促使VT4在零電流時(shí)關(guān)斷;并且隔離電容Cb上的電壓達(dá)到最大值UCbP，此時(shí)，在等效漏感作用下，電流不能很快突變，實(shí)現(xiàn)近似零電流開(kāi)通VT3，電流換向成功，進(jìn)入下半個(gè)周期。

1.2 DSP數(shù)字化控制原理

圖3為開(kāi)關(guān)電源數(shù)字控制系統(tǒng)圖。輸出電壓、電流等模擬信號(hào)經(jīng)霍爾傳感器檢測(cè)，調(diào)理至合適電平送至DSP2812的A/D口，與給定電壓比較進(jìn)行數(shù)字PI運(yùn)算，輸出量作為電流調(diào)節(jié)器的給定值，再經(jīng)電流PI調(diào)節(jié)器的計(jì)算，結(jié)果作為相應(yīng)的數(shù)字處理得到PWM發(fā)生器控制輸出脈沖寄存器的值，調(diào)節(jié)輸出PWM相對(duì)占空比。由驅(qū)動(dòng)電路放大處理后驅(qū)動(dòng)移相全橋高頻電路各開(kāi)關(guān)管動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)移相脈沖及輸出電壓電流的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。保護(hù)電路檢測(cè)到原邊電流的異常值通過(guò)保護(hù)電路封鎖驅(qū)動(dòng)，同時(shí)故障信號(hào)進(jìn)入DSP的保護(hù)I/O口，把GPIOD0口拉低，進(jìn)入 PDPINTA中斷使PWM發(fā)生器的各輸出PWM脈沖呈高阻態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)了硬件和軟件的雙重保護(hù)。

軟件的設(shè)計(jì)可以分為4個(gè)單元模塊。圖4為軟件框圖。

圖4 程序軟件框圖

（1）DSP初始化模塊

包括系統(tǒng)初始化，看門(mén)狗WD初始化，GPIO口初始化，EVA/B及ADC模塊初始化，中斷初始化等，保證DSP系統(tǒng)穩(wěn)定可靠的運(yùn)行。

（2）數(shù)據(jù)采樣模塊

數(shù)據(jù)采樣模塊不斷循環(huán)采集輸出電壓和電流信號(hào)，為了滿足系統(tǒng)輸出控制精度和電壓紋波的要求，A/D采樣器頻率設(shè)置為20kHz，選用連續(xù)采樣3次取平均值作為一次采樣的數(shù)據(jù)，增加采集的精度，所采得的數(shù)據(jù)按順序存放于一個(gè)數(shù)組中為后期處理做準(zhǔn)備。

（3）PWM脈沖生成及中斷模塊

在A/D中斷時(shí)實(shí)時(shí)的采集電壓電流信息，經(jīng)濾波和相應(yīng)的處理與計(jì)算，通過(guò)在下溢中斷和周期中斷時(shí)動(dòng)態(tài)的改變DSP事件管理器中比較寄存器的值，可以使輸出量達(dá)到自動(dòng)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的目的。

圖5PWM脈沖生成方法1

圖5為一種脈沖生成方法，設(shè)載波周期為T(mén)，在不考慮死區(qū)的情況下，下溢中斷時(shí)對(duì)比較寄存器賦值CMPR1=0，周期中斷時(shí)改變其賦CMPR1=T，可實(shí)現(xiàn)一組50%脈寬，固定相位的 PWM脈沖。同時(shí)下溢中斷時(shí)賦值另一個(gè)比較寄存CMPR2 =count，周期中斷時(shí)改變其賦值CMPR2=T－ count，于是第一組PWM相位超前第二組超前相位（180count/T）°。圖6為另一種脈沖生成方法，下溢中斷時(shí)對(duì)比較寄存器賦值CMPR1=count1，CMPR2=count2。周期中斷時(shí)改變 CMPR1=T－count1，CMPR2=T－count2?？梢缘贸龅谝唤MPWM脈沖互為相向于第二組PWM運(yùn)動(dòng)，若移相角為phase（相對(duì)應(yīng)的數(shù)字量），則count1=count2－phase，超前相位（180（count2－phase）/T）°。本設(shè)計(jì)選第一種方法，減小了一部分DSP開(kāi)銷，一組脈沖固定也增強(qiáng)了硬件系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

（4）數(shù)字PI調(diào)節(jié)模塊

采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，實(shí)時(shí)計(jì)算當(dāng)前PWM信號(hào)的移相角和相對(duì)占空比，使變換器輸出高質(zhì)量，穩(wěn)定的直流電壓和要求的電流。先計(jì)算并在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境中確定參數(shù)，再通過(guò)實(shí)驗(yàn)調(diào)整參數(shù)，實(shí)現(xiàn)動(dòng)，穩(wěn)態(tài)特性良好的數(shù)字PI控制系統(tǒng)。

圖6PWM脈沖生成方法2

2 主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)

本次設(shè)計(jì)電路輸入電壓250V～370V，輸出電壓Uo=220V，輸出額定功率2.2kW，開(kāi)關(guān)頻率fs=40kHz。

（1）變壓器匝比:

（2）超前臂電容選擇:

由文獻(xiàn)［3］可知 C1，C2充放電完畢的時(shí)間 t01=2nCUin/I0，取I0（min）=0.8 A，要實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，t01應(yīng)小于超前臂死區(qū)時(shí)間tlead=1.9 μs?？扇?t01=1.3 μs，故 C≤t01I0（min）/2 n Uin=1.9 nF。VT1～VT4選用的開(kāi)關(guān)管為SGL160N60UFD，查閱PDF資料可知其CE端結(jié)電容為600 pF，所以超前臂并聯(lián)電容C至多取值1 300 pF，實(shí)際實(shí)驗(yàn)時(shí)C1=C2=1 nF。

（3）隔離電容Cb的設(shè)計(jì):

由圖2分析知道Cb越小，UCb就越大，ip減小到0的時(shí)間就越小，越有利于滯后臂開(kāi)關(guān)管的零電流關(guān)斷，但是這時(shí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力UVT=Uin+UCbp相應(yīng)增加，所以設(shè)計(jì)時(shí)在滿足滯后臂零電流關(guān)斷和開(kāi)關(guān)管耐壓等級(jí)的情況下Cb應(yīng)盡量大，需要實(shí)際應(yīng)用中根據(jù)實(shí)際情況權(quán)衡取值，本次試驗(yàn)取UCbP=30 V，由文獻(xiàn)［3］得到UCbp=I0t56/2nCb≈IoT/4nCb，經(jīng)計(jì)算 Cb≈2.3×10－6μF，實(shí)際電路中用兩個(gè)105的CBB電容并聯(lián)。

（4）濾波電感的計(jì)算與選擇:

濾波電感主要由輸出電壓，電流，濾波頻率以及所允許的電感電流最大紋波值所決定，其計(jì)算公式可以簡(jiǎn)化為L(zhǎng)f≥U0（max）/4fLΔIL，其中 fL=2fs=80 K;ΔIL=0.1I0（max）=0.2 × 1.2I0=2.4 A;經(jīng)計(jì)算濾波電感Lf=0.57 mH，實(shí)驗(yàn)中取1 mH的電感。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本次設(shè)計(jì)研制了220 V/10 A的軟開(kāi)關(guān)直流操作系統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源DC/DC樣機(jī)，電路參數(shù)如下:uin輸入電壓250～370 V，輸出額定電壓220 V，開(kāi)關(guān)頻率40 kHz，變壓器匝比0.9，輸出濾波電感Lo=1 mH，濾波電容 880 uF，諧振電容 C1和 C2為1 nF，電流采樣采用 LA58－P，以下是用四通道隔離Tek-TPS2014示波器在約1/3負(fù)載下測(cè)得實(shí)驗(yàn)波形。

圖7為四路移相PWM脈沖波形;圖8為超前臂開(kāi)關(guān)管VT1的驅(qū)動(dòng)電壓（CH1）和集射極CE電壓（CH3，實(shí)際用高壓探頭所測(cè)放大10倍）波形，可看出在CE兩端電壓降為0后驅(qū)動(dòng)電壓從零加至15 V，關(guān)斷時(shí)CE電壓由于外并聯(lián)電容而緩緩上升，超前臂實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通和關(guān)斷;圖9為滯后橋臂的驅(qū)動(dòng)電壓（CH1），原邊電流（CH4，實(shí)際1 V對(duì)應(yīng)2.5 A）和AB兩端電壓（CH3，實(shí)際放大10倍）波形，可看出開(kāi)關(guān)管VT3關(guān)斷時(shí)其電流鉗位為0，開(kāi)通時(shí)由于等效漏感抑制了電流的上升速率，滯后臂實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷和開(kāi)通;圖10為隔離電容兩端電壓（CH1），原邊電流（CH4，實(shí)際1 V對(duì)應(yīng)2.5 A）及uAB波形圖（CH3，實(shí)際放大10倍），電容電壓峰值為20 V左右，開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力比較小;圖11為直流輸出波形，其穩(wěn)定輸出額定電壓且紋波小。

4 結(jié)束語(yǔ)

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，設(shè)計(jì)過(guò)程中參數(shù)的選取合理，該變換器的實(shí)際工作過(guò)程與理論分析一致，這種移相全橋零電壓零電流變換器和數(shù)字控制系統(tǒng)，能夠很好的適應(yīng)電力系統(tǒng)用直流開(kāi)關(guān)電源的需要，在輕負(fù)載下亦能實(shí)現(xiàn)零電壓零電流開(kāi)關(guān)。

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