無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器抑制漏電流的控制策略

宋平崗，沈友朋

（華東交通大學 電氣與電子工程學院，江西 南昌 330013）

1 引言

太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是有效利用新能源的重要手段之一，在分布式發(fā)電系統(tǒng)中也占有很重要的地位。隨著各國政府對新能源利用的重視和鼓勵，這種發(fā)電方式在實際應(yīng)用中越來越普遍［1］。

傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)逆變器一般都會采用帶變壓器式的逆變器，包括在逆變器輸出端接工頻變壓器和在逆變器輸入端接高頻變壓器2種。雖然接變壓器可以實現(xiàn)電壓調(diào)整和電氣隔離的作用，但也存在一些固有的缺點和不足，如工頻變壓器存在體積大、重量重、成本高以及安裝、運輸困難等缺點；而高頻變壓器雖然體積小，結(jié)構(gòu)簡單，但因采用多級結(jié)構(gòu)使系統(tǒng)控制復雜，轉(zhuǎn)換效率低。為了去掉笨重的工頻變壓器和復雜的高頻變壓器，國外一些學者提出了無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)系統(tǒng)［2］。因系統(tǒng)中沒有變壓器，大大提高了整個并網(wǎng)系統(tǒng)的效率，但同時也帶來了一些新的問題，如共模電流（在實際光伏并網(wǎng)設(shè)備中俗稱“漏電流”）、向電網(wǎng)注入直流分量等［3－5］。本文只對共模電流的相關(guān)問題進行分析和研究。

由于在無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器中沒有變壓器的隔離作用，電網(wǎng)與光伏陣列存在直接的電氣連接，而光伏陣列和地之間存在虛擬的寄生電容，因此形成了由寄生電容、濾波元件和電網(wǎng)阻抗組成的共模諧振回路［6］。寄生電容上變化的共模電壓在這個共模諧振回路中就會產(chǎn)生相應(yīng)的共模電流（即漏電流），如圖1所示。

圖1 無變壓器型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Transformerless PV system block diagram

無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的共模電流會帶來很多問題和危害，如引起并網(wǎng)電流的畸變、對其他設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾等，更為嚴重的是會對人身安全構(gòu)成重大威脅［7］。因此一些國家對漏電流的要求進行了相關(guān)規(guī)定，如德國的VDE－0126－1－1標準規(guī)定，漏電流超過300mA時，光伏并網(wǎng)系統(tǒng)必須在0.3s內(nèi)與電網(wǎng)斷開。因此漏電流抑制技術(shù)已成為無變壓器光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中必須要跨越的技術(shù)障礙。本文主要是從抑制漏電流的控制策略角度，對漏電流的產(chǎn)生原因，以及各種調(diào)制方法對抑制漏電流效果的影響進行分析研究，并在此基礎(chǔ)上提出、總結(jié)了一些抑制漏電流的控制策略。

2 漏電流產(chǎn)生原因的分析

2.1 單相全橋式逆變器的共模分析

圖2為單相無變壓器全橋式逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。在該拓撲結(jié)構(gòu)中，輸出點a，b對o點的電位是由4個開關(guān)管控制的，當1個橋臂的上開關(guān)管開通時，a（或b）點對o點的電位即為直流側(cè)光伏陣列的輸出電壓；而下開關(guān)管開通時，a（或b）點對o點的電位就為零。這樣，光伏陣列和開關(guān)管的綜合作用就可等效為在ao和bo兩端加入2個以開關(guān)管頻率變化，幅值為光伏陣列輸出電壓的等效方波電源。因此，單相全橋式拓撲就可等效為如圖3所示的簡化示意圖。

圖2 單相全橋拓撲結(jié)構(gòu)Fig.2 Single－phase full－bridge topology

因電網(wǎng)電壓頻率比開關(guān)頻率低很多，所以電網(wǎng)電壓產(chǎn)生的共模電流可忽略。由戴維南疊加定理，根據(jù)圖3分別計算2個方波電源單獨作用時的共模電流。

同理可得

式中：icm為各共模電流之和；icm1為等效電源Vao單獨作用時的共模電流；icm2為等效電源Vbo單獨作用時的共模電流；ω為開關(guān)頻率；L為輸出濾波電感；Cp為等效寄生電容。

圖3 單相全橋式拓撲簡化示意圖Fig.3 Simplified diagram of single－phase full－bridge topology

等效方波電源單獨作用電路如圖4所示。

圖4 等效方波電源單獨作用電路圖Fig.4 Circuit of equivalent square wave power alone

對式（2）、式（3）利用疊加定理，將2個等效方波電源疊加在一起，形成如圖5所示的單相全橋式拓撲的共模電流分析模型圖。圖5中，因共模電流比差模電流要小得多，因此在分析共模電流時可忽略電感上的壓降。

圖5 單相全橋電路共模電流模型Fig.5 Common mode current model of single－phase full－bridge circuit

由圖5可得共模電流

一般定義共模電壓Vcm為

由圖5可知，根據(jù)式（4）、式（5）可得：當共模電壓Vcm為一定值時，共模電流icm為零。

所以，要想抑制共模電流，就必須使得Vcm的變化率保持恒定，使Vcm為一定值，也即使得a，b點對o點的電壓之和滿足：

2.2 三相全橋式逆變器的共模分析

圖6為三相無變壓器全橋式逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。為了方便分析共模電流，定義Vpv為等效光伏陣列的直流電壓，VAN，VBN，VCN分別為全橋逆變器交流輸出點A，B，C對直流母線N 點的電壓，Vcm－AB為A 相與B 相間的共模電壓，Vcm－BC為B相和C相間的共模電壓，Vcm－CA為C相和A 相間的共模電壓，VL為濾波電感上的壓降，Vcm為寄生電容Cpv上產(chǎn)生的共模電壓，icm為共模電流，Vg為電網(wǎng)電壓。

圖6 三相全橋拓撲結(jié)構(gòu)Fig.6 Three－phase full－bridge topology

以電網(wǎng)電流的正半周為例，分析全橋式拓撲的共模電流。當開關(guān)管S1，S4和S6開通時，在開關(guān)管S2，L，Vg和寄生電容Cpv構(gòu)成的回路以及在開關(guān)管S4，L，Vg和寄生電容Cpv構(gòu)成的回路中，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，可列出共模諧振回路的電壓方程：

因Vg為工頻電網(wǎng)電壓，所以Vg在寄生電容上產(chǎn)生的共模電流一般可忽略，而VAN，VBN為PWM控制的高頻脈沖電壓，共模電流主要由此激勵產(chǎn)生。所以由式（7）、式（8）相加可得A相與B相間的共模電壓Vcm－AB為

同理可得：B相和C相間的共模電壓Vcm－BC為

C相和A相間的共模電壓Vcm－CA為

由式（9）、式（10）、式（11）3式可得，三相全橋拓撲結(jié)構(gòu)的共模電壓Vcm為

而流過寄生電容的共模電流icm為

由式（12）、式（13）可知，要想抑制共模電流，就必須使得Vcm的變化率保持恒定，使Vcm為一定值，即使得A，B，C點對N 點的電壓之和滿足：

由上述分析可知，不管是單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，還是三相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，其共模電流（也即漏電流）的產(chǎn)生均與共模電壓有關(guān)。由式（6）和式（14）可知，只要保證共模電壓Vcm為一定值時，那么共模電流就基本為零。因此可以通過采用不同的拓撲結(jié)構(gòu)或控制策略方式使共模電壓為一定值，從而達到有效抑制漏電流的目的。

3 單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的控制策略

由上節(jié)分析可知，對于無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)來說，只要保證共模電壓為一定值，就可有效抑制漏電流。但是采用不同的調(diào)制策略對漏電流抑制效果的影響有相當大的差異。對于單相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)來說，一般采用3種PWM調(diào)制策略，即單極性調(diào)制、雙極性調(diào)制和混合型調(diào)制。下面以單相全橋式拓撲結(jié)構(gòu)為研究對象，分別進行討論。

3.1 單極性PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓撲采用單極性PWM

調(diào)制法控制時，在整個工作周期內(nèi)，開關(guān)管S1，S2均按工頻調(diào)制，而S3，S4均按開關(guān)頻率的PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例：

當開關(guān)管S1，S4導通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時，

當開關(guān)管S1，S3關(guān)斷，開關(guān)管S2，S4導通時，

負半周開關(guān)管控制順序與正半周相似。由式（15）、式（16）可知，在開關(guān)過程中，共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此，其共模電流很大，遠遠超過標準要求。圖7為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖7可知，在開關(guān)過程中共模電壓Vcm的幅值是在0，Vpv／2和Vpv之間變化的。因此共模電流的值很大。

圖7 單極性調(diào)制的全橋拓撲仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of unipolar modulation full－bridge topology

3.2 雙極性PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓撲采用雙極性PWM調(diào)制法控制時，在整個工作周期內(nèi)，4個開關(guān)管均按開關(guān)頻率的PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例，當開關(guān)管S1，S4導通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時，

當開關(guān)管S1，S4關(guān)斷，開關(guān)管S2，S3導通時，

負半周開關(guān)管控制順序與正半周相似。由式（17）、式（18）可知，在開關(guān)過程中，Vcm＝0.5Vpv，所以Vcm近似為定值，共模電流也近似為零?？梢姡捎秒p極性PWM調(diào)制法來控制單相全橋逆變器能夠有效地抑制共模電流。圖8為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖8可知，因共模電壓Vcm基本為一定值，所以共模電流icm基本為零。因此，單相全橋拓撲結(jié)構(gòu)的雙極性調(diào)制法可有效地抑制共模電流。然而，從上述分析可知，在整個電網(wǎng)周期內(nèi)4個開關(guān)管都以開關(guān)頻率工作，這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，從而限制了系統(tǒng)的效率。

圖8 雙極性調(diào)制的全橋拓撲仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of bipolar modulation full－bridge topology

3.3 混合型PWM調(diào)制

圖2所示的單相全橋拓撲采用混合型PWM調(diào)制法控制。在電網(wǎng)電流正半周內(nèi)，開關(guān)管S1始終導通，S2，S3始終關(guān)斷，S4按開關(guān)頻率PWM調(diào)制；在電網(wǎng)電流負半周內(nèi)，開關(guān)管S2始終導通，S1，S4始終關(guān)斷，S3按開關(guān)頻率PWM調(diào)制。以電網(wǎng)電流正半周為例，當開關(guān)管S1，S4導通，開關(guān)管S2，S3關(guān)斷時，

當開關(guān)管S1導通，開關(guān)管S2，S3，S4關(guān)斷時，電流可通過開關(guān)管S1和開關(guān)管S3的反并聯(lián)二極管進行續(xù)流。這時，

負半周分析過程與正半周相似。由式（19）、式（20）可知，在開關(guān)過程中，共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此，其共模電流很大，遠遠超過標準要求。圖9為其共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖9可知，在開關(guān)過程中共模電壓Vcm的幅值是在0，Vpv／2和Vpv之間變化的。因此共模電流的值很大。

圖9 混合型調(diào)制的全橋拓撲仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of hybrid modulation full－bridge topology

表1給出了3種不同控制策略下的共模電壓和共模電流的比較。

表1 不同控制策略的比較Tab.1 Comparison of different control strategies

由表1可知，雙極性調(diào)制的全橋拓撲的共模電流（即漏電流）很小，而單極性和混合型調(diào)制的共模電流很大，因此采用雙極性調(diào)制的控制策略可有效抑制漏電流，而采用另外2種控制策略不能抑制漏電流。但雙極性調(diào)制法也存在明顯的不足，在整個電網(wǎng)周期內(nèi)，4個開關(guān)管均以開關(guān)頻率工作，這就使得開關(guān)損耗是另外2種調(diào)制法的2倍，從而增加了系統(tǒng)的損耗，降低了系統(tǒng)效率。

為了解決全橋拓撲結(jié)構(gòu)的不足，國內(nèi)外一些學者通過提出新的拓撲結(jié)構(gòu)來彌補全橋式拓撲的不足。如帶直流旁路的拓撲結(jié)構(gòu)、帶交流旁路的拓撲結(jié)構(gòu)、H5拓撲結(jié)構(gòu)等。這些拓撲結(jié)構(gòu)一般都采用單極性PWM調(diào)制控制策略，通過利用本身的結(jié)構(gòu)特點，使主橋臂開關(guān)管關(guān)斷時，續(xù)流開關(guān)管導通，從而使直流側(cè)和交流側(cè)斷開，實現(xiàn)抑制漏電流的目的。

4 三相無變壓器光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的控制策略

對于圖6所示的三相無變壓器全橋式逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，分別采用傳統(tǒng)SPWM控制方法［8］、空間矢量SVPWM和改進型SPWM控制方法，分析不同方法對抑制漏電流的影響。

4.1 理論分析

圖10為3種不同控制方法的開關(guān)管調(diào)制圖和共模電壓圖。由圖10a可知，對于上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5，當有2個導通時，共模電壓Vcm＝2Vpv／3；當只有1個導通時，共模電壓Vcm＝Vpv／3；當沒有開關(guān)管導通時，共模電壓Vcm＝0。因此，三相全橋拓撲結(jié)構(gòu)采用傳統(tǒng)的SPWM控制方法時，共模電壓是在0～2Vpv／3之間變化的。所以根據(jù)前述抑制共模電流的一般規(guī)律可知，該控制方法不能抑制共模電流。由圖10b可知，對于上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5，當3個全導通時，共模電壓Vcm＝Vpv；2個導通時，Vcm＝2Vpv／3；有1個導通時，Vcm＝Vpv／3；3個全關(guān)斷時，Vcm＝0。因此，三相全橋拓撲結(jié)構(gòu)采用空間矢量SVPWM控制方法時，共模電壓是在0～Vpv之間變化的。所以根據(jù)前述抑制共模電流的一般規(guī)律可知，該控制方法也不能抑制共模電流。由圖10c可知，當采用改進型SPWM控制方法時，上橋臂開關(guān)管S1，S3，S5在任何時刻都只有1個開關(guān)管導通，如S1導通，S3，S5關(guān)斷時，則下橋臂開關(guān)管S2關(guān)斷，S4，S6關(guān)斷，因此共模電壓為

圖10 不同方法的開關(guān)管調(diào)制圖及共模電壓Fig.10 The switch state and common－mode voltage of the different ways

Vcm為一定值。開關(guān)管S3，S5導通時與S1分析一樣。從以上分析可知該方法可有效地抑制共模電流。

4.2 仿真研究

對上述3種不同的調(diào)制法，分別對其進行仿真研究。仿真軟件采用Matlab／Simulink。為了方便系統(tǒng)仿真，將PV陣列用直流電壓源代替并且Vpv＝700V；輸入直流端的電容C＝1mF，寄生電容Cp＝100nF。開關(guān)管頻率fsw＝5kHz。輸出濾波電感L＝2mH。電網(wǎng)頻率fg＝50Hz，電網(wǎng)電壓Vg＝220V（rms）。

圖11為3種不同調(diào)制法的仿真結(jié)果。仿真波形均為共模電壓Vcm和共模電流icm波形。由圖11可知，傳統(tǒng)SPWM法和SVPWM法因共模電壓是變化的，故不能有效抑制共模電流（漏電流）。而本文提出的改進型SPWM法能使共模電壓恒為Vpv／3，因此可有效抑制共模電流。

圖11 不同調(diào)制法的仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the different modulation

5 結(jié)論

漏電流本質(zhì)上就是共模電流，其產(chǎn)生的根本原因在于無變壓器光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)與地間的寄生電容Cp上共模電壓變化率較大。因此要想有效抑制漏電流，就必須減小共模電壓變化率。

對于雙極性調(diào)制的單相全橋式逆變系統(tǒng)，雖能有效抑制漏電流，但因4個開關(guān)管在整個工作周期內(nèi)均以開關(guān)頻率調(diào)制而增加了開關(guān)損耗，影響了系統(tǒng)的效率。因此近年來國內(nèi)外學者提出的新型單相拓撲均采用單極性調(diào)制法，充分利用新拓撲的結(jié)構(gòu)特點，不但能有效抑制漏電流，還能減小開關(guān)損耗，提高系統(tǒng)效率，如直流旁路拓撲和交流旁路拓撲等。而三相全橋式拓撲，采用傳統(tǒng)的SPWM法和SVPWM法是不能有效抑制漏電流的，而本文提出的改進型SPWM法因能夠使共模電壓恒定，故能有效抑制漏電流，從而為研究新型三相無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的控制策略提供一些理論參考。

［1］Trends in Photovoltaic Applications：Survey Report of Selected IEA Countries Between 1992and 2008［R］.Report IEA－PVPS T1－18：2009.

［2］Roberto Gonzales，Jesus Lopez，Pablo Sanchis，et al.Transformerless Inverter for Single－phase Photovoltaic Systems［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（2）：693－697.

［3］Soeren B Kjaer，John K Pedersen，F(xiàn)rede Blaabjerg.A Review of Single－phase Grid－connected Inverters for Photovoltaic Modules［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2005，41（5）：1292－1302.

［4］Kerekes T，Teodorescu R，Borup U.Transformerless Photovoltaic Inverters Connected to the Grid，Applied Power Electronics Conference［C］∥APEC 2007－Twenty Second Annual IEEE，2007：1733－1737.

［5］Martina Calais，Vaddilios G Agelidis.Multilevel Converters for Single－phase Grid Connected Photovoltaic Systems－an Overview［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，1998，1（10）：224－229.

［6］Roberto Gonzalez，Eugenio Gubia，Jesus Lopez，et al.Transformerless Single－phase Multilevel－based Photovoltaic Inverter［J］.IEEE Transactions on Industrial Elebctronics，2008，55（7）：2694－2702.

［7］Araneo R，Lammens S，Grossi M，et al.MEC Issues in Highpower Grid－connected Photovoltaic Plants［J］.IEEE Trans.Electromagnetic Compatibility，2009，51（3）：639－648.

［8］Kerekes T，Klumpner R，Summer M，et al.Evaluation of Three－phase Transformerless Photovoltaic Inverter Topologies［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2008，57（4）：1360－1367.