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    X波段跳頻微波接收機(jī)的設(shè)計(jì)*

    2012-06-07 01:52:52
    艦船電子工程 2012年11期
    關(guān)鍵詞:雜散環(huán)路接收機(jī)

    張 龍

    (中國空空導(dǎo)彈研究院 洛陽 471009)

    1 引言

    2 系統(tǒng)主要指標(biāo)要求

    本文要實(shí)現(xiàn)一個(gè)X波段跳頻微波接收機(jī),其主要技術(shù)指標(biāo)要求如下:

    1)跳頻帶寬:100MHz;2)噪聲系數(shù):≤6dB;3)接收增益:≥40dB;4)輸入 P1dB:≥-30dBm;5)鏡頻抑制:≥15dB;6)雜散抑制:≥-60dBc;7)諧波抑制:≥-40dBc;8)跳頻時(shí)間:≤20us。

    由指標(biāo)可以看出,接收機(jī)有兩個(gè)主要組成部分:接收鏈路和本振跳頻鏈路。接收鏈路主要考慮噪聲、增益、1dB壓縮點(diǎn)等指標(biāo),通過對(duì)指標(biāo)進(jìn)行合理分配實(shí)現(xiàn)接收功能。對(duì)于本振鏈路,相位噪聲和雜散是本系統(tǒng)的兩個(gè)關(guān)鍵指標(biāo)項(xiàng),本方案以100MHz晶振為基準(zhǔn),采用X波段點(diǎn)頻源+L波段跳頻源上變頻的方式產(chǎn)生。其中X波段點(diǎn)源直接采用PLL合成的方式,PLL相當(dāng)于一個(gè)窄帶跟蹤濾波器,具有良好的頻率穩(wěn)定度及相位噪聲特性,結(jié)構(gòu)簡單、便于集成。L波段跳頻源采用DDS直接激勵(lì)PLL的方案,避免了PLL內(nèi)嵌DDS方案中由于頻譜搬移產(chǎn)生大量的雜散諧波。接收機(jī)方案原理如圖1所示。

    圖1 X波段跳頻接收機(jī)原理框圖

    3 系統(tǒng)指標(biāo)論證與仿真

    3.1 接收鏈路計(jì)算

    接收鏈路方案指標(biāo)分配如表1所示。從表中相關(guān)參數(shù)可以得出:

    表1 接收鏈路指標(biāo)分配

    1)接收增益(dB)

    2)噪聲系數(shù)(dB)

    在秧苗現(xiàn)青至3葉1心期間不灌水,保持田間濕潤,以利于扎根。3葉期后干濕交替,促進(jìn)秧苗分蘗早生快發(fā)。當(dāng)分蘗達(dá)到預(yù)定苗數(shù)時(shí)及時(shí)排水曬田,控制無效分蘗,促進(jìn)根系深扎。后期管水要干濕交替,切勿斷水過早,導(dǎo)致早衰倒伏。

    3)線性上限(dBm)

    4)鏡頻抑制(dB)

    為降低鏡頻噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響,選擇鏡頻抑制混頻器HMC521,其鏡頻抑制度高于20dB。滿足系統(tǒng)≥15dB的要求。

    從計(jì)算結(jié)果看接收鏈路主要性能指標(biāo)滿足工程要求。

    3.2 本振低相噪設(shè)計(jì)

    在超外差接收機(jī)中,本振相位噪聲會(huì)由于混頻器的頻譜搬移轉(zhuǎn)移到中頻,導(dǎo)致接收機(jī)中頻輸出噪底抬高,靈敏度降低,所以對(duì)本振源必須進(jìn)行低相噪設(shè)計(jì)[1~2]。本方案采用X波段點(diǎn)頻源與L波段跳頻源上變頻的方式實(shí)現(xiàn)本振跳頻功能,根據(jù)混頻時(shí)相位噪聲相加原理,X波段點(diǎn)源及L波段跳頻源均須進(jìn)行低相噪設(shè)計(jì)。

    典型鎖相環(huán)電路包括鑒相器(PD)、N分頻器、環(huán)路濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)和參考輸入等部分組成,它們是影響環(huán)路噪聲性能的主要因素。根據(jù)鎖相環(huán)理論,在小信號(hào)鎖定狀態(tài)下可將其視為線性系統(tǒng)。由噪聲傳遞函數(shù)和環(huán)路傳遞函數(shù)可知,在環(huán)路帶寬以內(nèi),相位噪聲主要由晶振、鑒相器和分頻器引入、而在環(huán)路帶寬外,相噪主要由VCO決定。為降低相噪我們采取了以下措施[6~7]:

    1)采用高穩(wěn)定、低相噪晶體振蕩器作為參考振蕩源。

    2)選用低相噪鑒相器、提高鑒相頻率。

    3)合理設(shè)計(jì)環(huán)路帶寬,兼顧相噪和跳頻時(shí)間。

    根據(jù)鎖相環(huán)相噪經(jīng)驗(yàn)公式,對(duì)該方案相位噪聲進(jìn)行估算:

    帶內(nèi)理論相噪值=鑒相器歸一化噪聲基底+20logN+10log△f (1)

    對(duì)于X波段點(diǎn)頻源,選擇100MHz低相噪晶振作為參考信號(hào),同時(shí)鑒相頻率選擇為100MHz,PD選用模擬鑒相器HMC440,其特點(diǎn)是工作頻率高,噪聲基底非常低(SSB相噪基底-233dBc/Hz),并集成5bit數(shù)控程序分頻器,是低相位噪聲鎖相頻率合成器的關(guān)鍵部件。對(duì)于L波段跳頻源,采用DDS直接激勵(lì)PLL方式,鎖相芯片選擇AD公司的ADF4106,該產(chǎn)品歸一化相噪基底為-219dBc/Hz。

    根據(jù)混頻時(shí)相位噪聲相加原理,考慮放大器的相噪惡化(按3dB估算),X波段點(diǎn)頻和L波段跳頻源均進(jìn)行了低相噪設(shè)計(jì),保證了混頻放大后相噪滿足系統(tǒng)要求。

    3.3 本振低雜散設(shè)計(jì)[6]

    本方案接收機(jī)雜散信號(hào)主要來源于本振,本振雜散在接收機(jī)下變頻中因?yàn)樽曰祛l產(chǎn)生假信號(hào),必須對(duì)本振進(jìn)行低雜散設(shè)計(jì)[1~2]。鎖相環(huán)雜散主要有兩種,一種是外部串?dāng)_對(duì)VCO的調(diào)制,另一種是鑒相頻率的泄漏,對(duì)于外部串?dāng)_需要找到干擾源,切斷干擾回路。而對(duì)于鑒相泄漏一般是通過合理設(shè)計(jì)環(huán)路帶寬,利用環(huán)路的低通濾波特性來抑制鑒相泄漏,必要時(shí)可在環(huán)路濾波器之后再加一級(jí)低通輔助濾波的方法加以抑制,為了不影響環(huán)路濾波的參數(shù),輔助濾波的帶寬一般應(yīng)取環(huán)路帶寬的十倍以上。另外鑒相頻率不能取的太低,避免其落入環(huán)路帶寬內(nèi)。對(duì)于本方案L波段跳頻環(huán)環(huán)路帶寬設(shè)計(jì)為500kHz,遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于DDS輸出的鑒相頻率,由于環(huán)路的低通濾波特性可以將鑒相頻率抑制到80dBc以下,同樣的X波段點(diǎn)源的環(huán)路帶寬設(shè)計(jì)為1MHz,也遠(yuǎn)低于100MHz的鑒相頻率,可以較好的抑制鑒相泄漏。

    DDS的雜散很多[7~9,12],主要由于幅度量化誤差和相位截?cái)嗾`差產(chǎn)生,大小一般在-75dBc~-80dBc之間。當(dāng)用DDS驅(qū)動(dòng)PLL時(shí),因?yàn)镻LL相當(dāng)于一個(gè)窄帶高Q值的跟蹤濾波器,在環(huán)路帶寬以外,DDS的雜散大部分都會(huì)被抑制。

    L波段跳頻源和X波段點(diǎn)頻源上變頻產(chǎn)生的組合雜散采用腔體濾波器濾除,腔體濾波器具有插損小、Q值高、帶外抑制好的特點(diǎn),適用微波頻段應(yīng)用,實(shí)際定制加工的濾波器阻帶抑制達(dá)65dB。圖2給出了信號(hào)和雜散經(jīng)過混頻、濾波、放大后的功率估算。從圖中可以看出,輸出信號(hào)對(duì)混頻組合分量的泄漏抑制達(dá)74dBc,滿足指標(biāo)60dBc的要求。

    圖2 本振源對(duì)混頻組合雜散分量的抑制

    另外,在本方案中多個(gè)器件需要共用電源,為避免信號(hào)同過電源線相互串?dāng)_,在電源處理上增加去耦電路,低頻大容量電容和高頻低容量電容配對(duì)使用,并在器件引腳出增加去耦電容,提高電路雜散抑制性能。

    3.4 本振跳頻時(shí)間分析[6]

    由于方案采用X波段點(diǎn)源和L波段跳頻源上變頻方案,跳頻時(shí)間主要由L波段跳頻源決定。L波段跳頻環(huán)的跳頻鎖定時(shí)間包括DDS的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間、PLL的轉(zhuǎn)換時(shí)間和控制電路轉(zhuǎn)換時(shí)間。DDS頻率跳變時(shí)間為納秒級(jí),與PLL和控制電路的轉(zhuǎn)換時(shí)間相比可以忽略。

    PLL頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間與環(huán)路狀態(tài)有關(guān),鎖相環(huán)存在著相位捕獲和頻率捕獲兩個(gè)過程。通常頻率捕獲的時(shí)間遠(yuǎn)大于相位捕獲時(shí)間,鎖相環(huán)跳頻時(shí)間通常指的就是頻率捕獲時(shí)間。本文采用高直流增益的有源比例積分二階環(huán),頻率捕獲時(shí)間取決于以下因素:

    1)跳頻步長:步長越小,捕獲時(shí)間越短,反之越長,對(duì)于本方案,DDS激勵(lì)的頻率步進(jìn)在kHz范圍,可以保證環(huán)路有較小的捕獲時(shí)間。

    2)環(huán)路帶寬:帶寬越寬,捕獲時(shí)間越短,反之越長。同時(shí)環(huán)路帶寬的選擇還要兼顧PLL的相噪性能,一般選擇為VCO的相噪特性曲線和鎖相芯片相噪特性曲線的交叉點(diǎn)。

    3)阻尼系數(shù):阻尼系數(shù)越大,捕獲時(shí)間越短,反之越長。

    ADIsimPLL是ADI公司推出的專門用于鎖相環(huán)電路設(shè)計(jì)的軟件,其內(nèi)部提供了大量的器件模型,操作界面簡潔,非常適用于ADI公司的PLL芯片進(jìn)行設(shè)計(jì)。對(duì)鎖相環(huán)跳頻時(shí)間仿真結(jié)果如圖3。從仿真結(jié)果中可以看出頻率穩(wěn)定時(shí)間只有5us。頻碼控制部分采用FPGA并行控制DDS芯片的方式,可以將控制轉(zhuǎn)換時(shí)間控制在10us以內(nèi),頻率轉(zhuǎn)換總時(shí)間最終可以滿足指標(biāo)。

    圖3 L波段跳頻源跳頻時(shí)間仿真結(jié)果

    4 硬件電路加工及測試

    接收機(jī)低頻電路板采用FR-4,介電常數(shù)為4.6,高頻部分采用Rogers5880,介電常數(shù)2.2。加工過程包括芯片共晶、金絲鍵合、基片燒結(jié)、回流焊貼裝工藝、總裝等工序,對(duì)于局部需要手工調(diào)試的器件采用手工焊接工藝。

    由于整個(gè)電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜,既有模擬電路又有數(shù)字電路,模擬電路中又含有中頻電路和微波電路,為了避免各個(gè)部分之間的射頻干擾,保證雜散性能,采取了多腔體結(jié)構(gòu),并在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)中尤其注意了微波吸波材料的使用。在整體電路加工完后,加電測試,針對(duì)各個(gè)功能模塊出現(xiàn)的問題,在調(diào)試過程中先分腔逐個(gè)功能模塊進(jìn)行調(diào)試改進(jìn),直至最終滿足工程要求。

    最后為提高中頻輸出的諧雜波抑制度,在接收鏈路末級(jí)增加一低通濾波電路,有效濾除帶外無用頻率分量。

    表2為電路測試結(jié)果。電路測試值表明各項(xiàng)性能均達(dá)到了指標(biāo)要求。圖4為實(shí)際產(chǎn)品加工圖片。

    表2 X波段本振源實(shí)際測試結(jié)果

    圖4 X波段跳頻微波接收機(jī)實(shí)物

    5 結(jié)語

    本文通過對(duì)接收機(jī)鏈路指標(biāo)的分析計(jì)算,完成了X波段跳頻微波接收機(jī)的設(shè)計(jì)和研制。作為接收機(jī)的關(guān)鍵組成部分,綜合利用DDS和PLL技術(shù)完成了X波段本振跳頻源的詳細(xì)設(shè)計(jì),通過理論分析和仿真論證了相位噪聲、雜散和跳頻時(shí)間等本振源關(guān)鍵指標(biāo)的實(shí)現(xiàn)方法。最后,測試結(jié)果表明接收機(jī)方案合理可行,達(dá)到了預(yù)期的工程目標(biāo)。

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