基于OFDMA的同頻組網(wǎng)下的同步算法

張 兢，徐 偉，李雪梅，李成勇，王 猛

(重慶理工大學電子信息與自動化學院，重慶 400054)

802.16 e［1］是 IEEE 802 工作組提出的一種既能提供高速數(shù)據(jù)業(yè)務又使用戶具有移動性的寬帶無線解決方案，主要使用OFDMA作為它的空中接口技術。正交頻分多址(orthogonal frequency division multiple access)系統(tǒng)本身的特性可以有效抵抗多徑時延，但是由于采用正交的多載波傳播數(shù)據(jù)，易受載波頻偏和相位噪聲［2］等影響，微小的同步誤差也可能引起ICI和ISI的干擾，因此同步是OFDMA系統(tǒng)的關鍵技術之一。

OFDMA系統(tǒng)同步一般采用基于訓練序列［3］的方法，主要分為基于循環(huán)前綴(CP)、基于導頻(Pilot)、基于前導(Preamble)的同步算法，其中大多數(shù)同步方法［4］都依賴于前導偽周期特性［5］。文獻［6］利用該特性提出了包括幀檢測、符號定時和載波頻偏估計在內(nèi)的系統(tǒng)同步方案。但是，802.16e的前導偽周期特性在多小區(qū)場景中受到嚴重影響甚至消失，進而導致文獻［6］中的同步方案失效。為解決這一問題，本文提出的同步算法可以在多小區(qū)場景中很好地完成幀檢測、符號定時、頻偏估計。

1 OFDMA系統(tǒng)的發(fā)射與接收原理

發(fā)送數(shù)據(jù)隨機化后，根據(jù)時隙計算信道編碼的參數(shù)，交織后采用數(shù)字調制，然后插入導頻，經(jīng)過串并變換，進行IFFT，添加循環(huán)前綴，最后D/A轉換經(jīng)射頻鏈路發(fā)送出去。

接收端收到信號后，經(jīng)過射頻鏈路處理，A/D轉換，開始定時和頻率的同步工作，然后經(jīng)過并串變換進行FFT，接著信道估計和解調，解碼之后恢復原始的數(shù)據(jù)(見圖1)。

2 802.16e的前導

IEEE 802.16e前導采用在頻域上每3個子載波插入1個PN序列，另外2個子載波插入0，這樣獨特的頻域結構經(jīng)過IFFT轉換到時域后，有3段偽周期性，如圖2所示。

利用802.16e前導的3段偽周期性做幀檢測，在不考慮扇區(qū)干擾的情況下性能很好，但是在多小區(qū)情況下(如圖3所示)，圖中的用戶SS會同時收到B1扇區(qū)，B2扇區(qū)，B3扇區(qū)的信號，由于頻域信號的疊加，前導的頻域結構發(fā)生改變，其時域的3段偽周期性也不再存在，基于前導3段偽周期性的幀檢測算法失效。

圖3 多小區(qū)結構

3 OFDMA的同步

OFDMA系統(tǒng)的同步如圖4所示，主要分為幀檢測，粗定時同步，小數(shù)倍頻偏估計，整數(shù)倍頻偏估計，精細定時同步幾個模塊。

圖4 同步系統(tǒng)框圖

3.1 幀檢測

OFDMA系統(tǒng)在同頻組網(wǎng)的情況下，由于相鄰基站的影響，基于前導時域序列偽周期特性的時域自相關幀檢測算法失效。但是前導序列的PN特性依然保持，可以利用接收時域序列和本地前導PN序列互相關進行幀檢測。具體計算公式:

假設接收序列為r(n)，本地序列為local(n)，計算接收序列與本地序列的互相關

接收序列的能量為

進行歸一化之后的結果:

其中:L為相關長度;B為歸一化因子，

幀檢測的結果如圖5所示。

圖5 幀檢測

3.2 粗定時同步

由于受到扇區(qū)干擾和信道影響，粗定時同步的目的通過進一步計算來縮小此偏差。利用上述幀檢測結果設定一個搜索范圍S1，在搜索范圍內(nèi)計算基于循環(huán)前綴的延時自相關，通過檢測相關峰值的最大值來完成粗的符號定時，如圖6所示。

接收序列仍然為r(n)，做基于CP的延時自相關:

搜索范圍

搜索起始點

粗符號定時點

圖6 粗符號定時

3.3 小數(shù)倍頻偏估計

子載波間隔的小數(shù)倍偏移由于抽樣點不在頂點，破壞了子載波之間的正交性，由此引起了ICI。小數(shù)倍頻偏估計可與上述粗定時同步結合起來完成。利用檢測到的最大相關結果的相位可估計出載波頻偏，用此算法可估計的最大范圍是子載波間隔的一半。

小數(shù)倍頻偏:

在估計出小數(shù)倍頻偏后，根據(jù)前面得到的粗符號定時點取出前導符號，并對前導符號進行頻偏補償，為后面的整數(shù)倍頻偏做準備。

進行時域補償:

3.4 整數(shù)倍頻偏估計

當系統(tǒng)存在整數(shù)倍頻偏時，前導字在頻域會產(chǎn)生循環(huán)移位，抽樣點仍然在頂點，解調出來的信息符號錯誤概率為50%，本算法通過在頻譜循環(huán)移位接收的前導序列與本地已知序列的差分互相關來完成。

1)設定整數(shù)倍頻偏的搜索范圍［－R，R］。

2)將前面補償后的時域前導符號變換到頻域()P k=FFT()[ ]p n。

3)對于某個整數(shù)倍頻偏值r∈［－R，R］，將頻域前導符號 ()P k進行相應的循環(huán)移位。

4)從經(jīng)過循環(huán)移位以后的頻域前導符號P(k)對應3個segment的子載波位置上取出頻域序列P0()k。

5)將得到的頻域序列P0()k和對應segment的頻域調制序列進行差分互相關運算。

6)重復執(zhí)行步驟3)、4)、5)，直到遍歷整數(shù)倍頻偏的搜索范圍。

7)取所有相關峰值的最大值，由此得到整數(shù)倍頻偏。

3.5 精細定時估計

在小數(shù)倍頻偏估計以后，對接收數(shù)據(jù)進行時域補償，通過在時域上計算接收數(shù)據(jù)與本地已知前導字的互相關可完成精細符號定時。由于前導字在時域的3段偽周期性，較短的相關長度導致3個相關峰的出現(xiàn)。所以需要利用前面得到的粗定時同步點，在此基礎上設定搜索范圍，并在該范圍內(nèi)計算每一點的互相關值，取相關峰值處作為精確定時點，如圖7所示。

圖7 精細符號定時

4 仿真結果

選擇802.16e 10 MHz帶寬系統(tǒng)進行仿真(子載波數(shù)目為N=1 024)，信道為AWGN和 TU的6徑信道模型(見表 1)，終端移動速度為120 km/h，多普勒頻偏為77 Hz，頻偏為2.2，仿真次數(shù)100 000，結果如圖8所示。

表1 TU的信道模型

圖8 同步仿真

5 結束語

異頻組網(wǎng)方案需要大量頻點，頻譜消耗大，在實際有限的頻帶制約下，同頻組網(wǎng)是更好的選擇，一個或幾個頻點可完成組網(wǎng)。本文提出的基于OFDMA的同步算法，在扇區(qū)干擾的情況下能很好地完成同步，特別是在扇區(qū)干擾嚴重的情況下仍然能準確地估計出頻偏和幀起始位置，虛警概率比較低，算法復雜度也不高，在實際應用中有很好的參考價值。

［1］IEEE Std 802.16e-2005.Air interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access System［Z］.［S.l.］:［s.n.］，2006.

［2］MOENECLAEY M.BER sensitivity of OFDM systems to Wiener phase noise［J］.IEEE TransCommun，1995，43(2/3/4):191－193.

［3］Schmidl T M，Cox D C.Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDMA［J］.IEEE Trans.Communications，1997，45(12):24 －27.

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