一種2.4GHz全集成SiGe BiCMOS功率放大器

阮 穎 劉炎華 陳 磊 賴宗聲

①(華東師范大學(xué)微電子電路與系統(tǒng)研究所 上海 200062)

②(上海電力學(xué)院計(jì)算機(jī)與信息工程學(xué)院 上海 200090)

1 引言

目前，我國(guó)大力推進(jìn)核心電子器件、高端通用芯片等自主創(chuàng)新研究。其中，應(yīng)用于新一代寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中的多頻多模無(wú)線收發(fā)器關(guān)鍵模塊受到各類研究機(jī)構(gòu)的廣泛重視。作為射頻前端關(guān)鍵模塊，功率放大器(PA)是無(wú)線發(fā)射機(jī)的核心。PA設(shè)計(jì)通常采用基于GaAs,InP等III-V族材料的高電流密度和高擊穿電壓器件，但它們熱傳導(dǎo)性差、成本較高且難于集成，尤其是射頻前端與基帶電路的集成。CMOS技術(shù)雖有利于PA的集成應(yīng)用，但由于MOS的特征頻率低、功率密度小和寄生大，RF CMOS PA在高頻下難以獲得高增益和高效率。近年來(lái)，新興的 SiGe BiCMOS工藝技術(shù)由于結(jié)合了 SiGe HBT頻率特性、功率密度、噪聲的優(yōu)勢(shì)以及 RF CMOS成本和集成的優(yōu)勢(shì)，使基于SiGe BiCMOS工藝技術(shù)的 PA線性度和效率提升設(shè)計(jì)及片上集成設(shè)計(jì)成為了研究的熱點(diǎn)[1-4]。從目前報(bào)道的PA的文獻(xiàn)[4-9]來(lái)看，國(guó)內(nèi)研究機(jī)構(gòu)近年來(lái)基于 SiGe BiCMOS工藝技術(shù)進(jìn)行了PA的設(shè)計(jì)嘗試，但是基本采用國(guó)外工藝線進(jìn)行片外集成設(shè)計(jì)，缺乏成熟的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，與國(guó)外存在一定差距。本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于2.4 GHz頻段WLAN 802.11b/g的全集成PA，并在宏力半導(dǎo)體(GRACE)2010年建成的0.18 μm SiGe BiCMOS 工藝線上進(jìn)行了試驗(yàn)流片。該P(yáng)A采用了自適應(yīng)的線性化偏置技術(shù)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了溫度補(bǔ)償功能。本文第2節(jié)將闡述SiGe BiCMOS PA電路結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)思路，第3節(jié)將介紹PA的偏置電路設(shè)計(jì)，重點(diǎn)闡述 PA線性化和溫度穩(wěn)定的設(shè)計(jì)技術(shù)。PA的測(cè)試結(jié)果將在第4節(jié)中介紹。

2 SiGe BiCMOS功率放大器電路設(shè)計(jì)

根據(jù)2.4 GHz 頻段的WLAN 802.11b/g 協(xié)議的要求，PA的典型發(fā)射功率一般為10-20 dBm。此外，由于WLAN 802.11b/g 采用CCK和OFDM的調(diào)制方式，PA需要3-6 dB的功率回退來(lái)滿足其頻譜模板的要求，以避免碼間干擾和信號(hào)失真。為了滿足協(xié)議要求，同時(shí)兼顧功率效率、增益等主要性能，本文提出的 PA采用共射級(jí)兩級(jí)單端級(jí)連拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，工作類型為Class AB，輸出1 dB壓縮點(diǎn)的功率為20 dBm，功率增益大于20 dB，效率大于20%。該P(yáng)A包括功率放大、匹配和偏置電路。

本文所給出的PA如圖1所示。第1級(jí)為驅(qū)動(dòng)級(jí)，主要為后級(jí)提供足夠的驅(qū)動(dòng)，設(shè)計(jì)時(shí)使第1級(jí)工作在Class A以提高整個(gè)功率放大器的線性度，功率增益為20 dB。第2級(jí)為功率放大級(jí)，主要獲得足夠的功率輸出，功率增益為5 dB。由于PA的效率主要由第2級(jí)決定，因此使第2級(jí)工作在Class AB狀態(tài)。

根據(jù)Cripp’s的負(fù)載線理論[3]，優(yōu)化的負(fù)載阻抗RL為

其中Vmax,Imax分別為HBT允許的最大電壓和電流，Vknee為膝點(diǎn)電壓。PA的輸出功率PO為

圖1 SiGe BiCMOS PA 電路結(jié)構(gòu)示意圖

根據(jù)式(1)，式(2)計(jì)算ICC的取值，并與效率折中決定功率晶體管Q1,Q2的發(fā)射極尺寸分別為250 μm2和1140 μ m2。工藝提供了3種類型SiGe HBT，如表1所示。按照瓊森極限(Johnson Limit)的約束，SiGe HBT 的特征頻率fT和集-射極擊穿電壓BVCEO的乘積相對(duì)恒定。對(duì)于PA設(shè)計(jì)而言，需充分考慮SiGe HBT的抗電沖擊能力，而對(duì)其速度性能要求不高。根據(jù)PA的集電極電壓擺幅、工作頻段范圍以及輸出功率要求，選取了射極功率密度達(dá)0.3 mW/μm2的HV型SiGe HBT。

表1 GRACE 0.18μmBiCMOS工藝中SiGe HBT的類型

在匹配電路的設(shè)計(jì)中，分別由C1,C2,L1和C3,C4,L2構(gòu)成兩級(jí)的輸入匹配，均采用高通的T型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以提高低頻穩(wěn)定性。由C5,C6,L3構(gòu)成了π型輸出匹配，相比簡(jiǎn)單的L型匹配，它通過(guò)中間阻抗降低阻抗轉(zhuǎn)換比率對(duì)片上匹配元件尤其是電感Q值的要求，表2給出了匹配電路中主要元件的參數(shù)。此外，Rf和Cf串接Q1的基極與集電極之間形成反饋環(huán)路進(jìn)一步減小低頻增益，提高 PA的穩(wěn)定性。傳統(tǒng)單片集成 PA采用片外電感和電容作為輸出匹配元件和集電極扼流圈以減小損耗[5,6]，但片外元件使面積和成本顯著增加。工藝所提供的片上螺旋電感在2.4 GHz工作頻率Q值超過(guò)12，且直流阻抗較低。本設(shè)計(jì)中采用片上螺旋電感和MIM電容，以實(shí)現(xiàn)全集成的PA。

3 SiGe BiCMOS PA自適應(yīng)偏置電路設(shè)計(jì)

目前已有多種 PA線性化技術(shù)報(bào)道，比較常見的有包絡(luò)恢復(fù)和消除技術(shù)、包絡(luò)跟蹤[5]、自適應(yīng)偏置技術(shù)[6,8]和預(yù)失真[9]等，本文基于自適應(yīng)偏置技術(shù)設(shè)計(jì)了 PA線性化和溫度穩(wěn)定的偏置電路。電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，不增加芯片面積、直流功耗和插損的優(yōu)點(diǎn)。

表2 匹配電路中主要元件參數(shù)

3.1 線性化設(shè)計(jì)

圖2是SiGe HBT的Gummel-Poon大信號(hào)等效模型，SiGe HBT的失真主要由跨導(dǎo)gm和基-集極極間電容CB'C'引起[4]。大信號(hào)條件下，由于HBT基-射結(jié)二極管的箝位特性HBT的gm隨著PA輸入功率Pin的增加而減小，從而引起增益壓縮(AM-AM)和相位失真(AM-PM)。尤其是在HBT效率相對(duì)較高的功率飽和區(qū)域，gm值的變化將導(dǎo)致PA的線性度惡化。

圖2 SiGe HBT 的Gummel-Poon等效模型

通過(guò)分析圖2所示等效模型，可得

忽略二極管電流IEC/βR和IB'C'n，則IC可近似表示為

其中ICC和IEC分別為

而在基區(qū)高注入時(shí)，

因此

根據(jù)上述分析，本文從補(bǔ)償大信號(hào)下HBT器件失真的角度提出結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的自適應(yīng)偏置電路，使HBT的VBE隨Pin增加而適當(dāng)增大，從而提高大信號(hào)條件下HBT的gm，達(dá)到減小增益壓縮和相位失真，提高PA線性度的目的。

如圖3所示，主要由旁路電容C1和晶體管Q2的基-射結(jié)二極管構(gòu)成了簡(jiǎn)單的線性化結(jié)構(gòu)。C1使從功率晶體管Q3基極看進(jìn)去的輸入阻抗減小，從而增加了進(jìn)入線性化電路的射頻功率[7]。在 2.4 GHz的工作頻率，R0與Q0,Q1的并聯(lián)阻抗值遠(yuǎn)大于C1的阻抗，使M點(diǎn)的絕大部分RF信號(hào)通過(guò)了C1，從而使M點(diǎn)的直流電位基本恒定。當(dāng)輸入的射頻功率增加，Q3的基-射極電壓VBE3下降，跨導(dǎo)gm減小。與此同時(shí)Q3集電極電流增大，基極電流IB3增大。C1使進(jìn)入Q2基極節(jié)點(diǎn)的功率增加，Q2的基極電流IB2增大，使Q2的基-射極電壓VBE2減小。這時(shí)，由于M點(diǎn)的直流電位固定，則VBE3增大。因此VBE2的減小補(bǔ)償了VBE1的降低，使Q3的gm增加，從而使PA的線性度得以提高。

圖3 具有線性化及溫度不敏感功能的偏置電路

3.2 溫度穩(wěn)定性設(shè)計(jì)

PA的溫度穩(wěn)定性是設(shè)計(jì)需考慮的另一個(gè)重要因素。根據(jù)HBT的集電極電流IC與結(jié)溫T的關(guān)系，推導(dǎo)PA中功率HBT的基-射極電壓VBE與IC的關(guān)系如式(7)

其中Vbe?j為基-射(B-E)結(jié)電壓，Eg0為基區(qū)材料 0 K時(shí)的禁帶寬度，φ為熱電反饋系數(shù)，β為電流增益，T為結(jié)溫。

當(dāng)Pin增大時(shí)，B-E結(jié)功率耗散隨著IC的增大而增加，從而結(jié)溫上升，導(dǎo)致一定IC下所需的實(shí)際VBE值減小。當(dāng)達(dá)到一定閾值時(shí)，HBT將發(fā)生熱崩潰。

為了防止熱崩潰，如式(10)所示，可采用增加基極鎮(zhèn)流電阻RBB或射極鎮(zhèn)流電阻REB來(lái)補(bǔ)償VBE隨結(jié)溫升高而下降，提高HBT的熱穩(wěn)定性。

隨著REB的增加，射極電阻消耗的功率(RE+REB)將使PA的功率效率顯著下降，并且使得輸出電壓擺幅降低。由于基極電流IB遠(yuǎn)小于IE，可以選擇阻值相對(duì)較大的基極鎮(zhèn)流電阻而不會(huì)引起顯著的直流功耗，如圖4所示的傳統(tǒng)的基極鎮(zhèn)流電阻。然而該方法將鎮(zhèn)流電阻RBB直接接在輸入RF信號(hào)通路上，難以避免較大的射頻損耗。如圖5所示，為了克服此弊端，本文的設(shè)計(jì)中將基極鎮(zhèn)流電阻RBB從RF通路上移開，而置于HBT的基極偏置電路的DC通路上，該電阻同時(shí)作為PA自適應(yīng)線性化電路一部分。仿真表明RBB取16 Ω/finger，且兩端并聯(lián)上適當(dāng)?shù)呐月冯娙軨BB(596 fF)，能夠降低基極鎮(zhèn)流電阻對(duì)功率增益的影響，以較小的直流功耗和射頻損耗而有效地防止熱崩潰。

圖4 傳統(tǒng)的基極鎮(zhèn)流電阻連接方式

圖5 本設(shè)計(jì)的基極鎮(zhèn)流電阻連接方式

4 芯片設(shè)計(jì)與測(cè)試

采用GRACE 0.18 μm SiGe BiCMOS 工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)與流片，圖6是PA芯片的顯微照片，芯片內(nèi)集成了全部的匹配電路、偏置電路和功率放大電路，面積為1.2 mm×1.3 mm。采用3.3 V直流電源供電，在Cascade S300探針臺(tái)上進(jìn)行了在片測(cè)試。

用Agilent E8363B 40 GHz 網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行S參數(shù)測(cè)試，圖7是S參數(shù)測(cè)試結(jié)果。在2.4-2.5 GHz的工作頻段內(nèi)，輸出回波損耗S22低于-15 dB，輸入回波損耗S11的最小值達(dá)-18.3 dB。反向傳輸系數(shù)S12低于-40 dB，正向傳輸系數(shù)S21高于21.5 dB ，峰值達(dá)23 dB。表明本文提出的PA采用全片上元件實(shí)現(xiàn)了優(yōu)良的輸入輸出匹配。

用Agilent E4438C信號(hào)發(fā)生器、E4419B功率計(jì)、34401電流表等測(cè)量裝置進(jìn)行了大信號(hào)測(cè)試。圖8為功率掃描的測(cè)試結(jié)果，輸出1 dB 壓縮點(diǎn)的輸出功率為19.6 dBm，功率附加效率為20%，功率增益為 22 dB。測(cè)試結(jié)果表明，本文提出的全集成Class AB PA具有良好的線性度和效率。與最近發(fā)表的2.4 GHz SiGe BiCMOS PA 設(shè)計(jì)對(duì)比如表3所示。

圖6 單片全集成 SiGe BiCMOS PA芯片實(shí)物照片

圖7 S參數(shù)的測(cè)試結(jié)果

5 結(jié)論

本文基于國(guó)內(nèi)第1條0.18 μm SiGe BiCMOS工藝設(shè)計(jì)了一款單片全集成的 2.4 GHz功率放大器。采用了自適應(yīng)的偏置技術(shù)和靈活的溫度穩(wěn)定設(shè)計(jì)，在不增加面積和插損的情況下，提高了功率放大器的線性度和溫度的穩(wěn)定性。芯片實(shí)現(xiàn)匹配電路、偏置電路和功率放大電路的片上全集成。測(cè)試結(jié)果表明：S21高于21.5 dB,S22低于-15 dB,S11低至-18.3 dB,S12低于-40 dB，輸出1 dB 壓縮點(diǎn)的輸出功率為 19.6 dBm，功率附加效率為 20%，功率增益為22 dB。

表3 本文PA與最近發(fā)表的SiGe BiCMOS PA性能比較

圖8 功率掃描的測(cè)試結(jié)果

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