二維定向瑞克接收機實現(xiàn)方案比較研究

賈向東 傅海陽 曾維洪

(1.南京郵電大學(xué),江蘇省無線通信重點實驗室,江蘇南京210003;2.西北師范大學(xué)數(shù)學(xué)與信息科學(xué)學(xué)院,甘肅蘭州730070)

1.引 言

碼分多址(CDMA)系統(tǒng)是一個自干擾系統(tǒng),由于其固有的多徑干擾(MPI)和多用戶接入干擾(MAI)的存在,使其容量難以大幅度的提升。為了提高系統(tǒng)的性能和克服干擾,RAKE接收機因能分離多徑信號、充分利用多徑信號的能量,一直被認(rèn)為是一個理想的選擇而被廣泛地使用,在2G CDMA系統(tǒng)和一些3G標(biāo)準(zhǔn)中都可以找到RAKE接收的具體實現(xiàn)方案[1-3]。RAKE接收機的特點是能夠充分利用多徑分量的能量,使多徑干擾變害為利,這是它的本質(zhì)特性和優(yōu)點[4]。在傳統(tǒng)的RAKE接收機實現(xiàn)方案中,對多徑信號分量的處理是一種一維時域信號處理方案,接收機對多徑信號的處理能力受信道分辨率的影響,其要求是多徑分量的時延不小于一個碼片寬度,當(dāng)多徑信號分量的時延小于一個碼片寬度時,RAKE接收機將失效,也就無法抵抗多徑干擾。然而,這些時域不可分辨的多徑分量可能來自不同的空間方向,具有不同的來波方向(DOA)參數(shù)[5]。建立在相控天線陣基礎(chǔ)上的智能天線(SA)具有空分多址能力,能夠根據(jù)不同的DOA對信號進行區(qū)分和利用;可檢測出信號的到達方向,產(chǎn)生定向波束,使天線波束主瓣對準(zhǔn)期望用戶方向,旁瓣或零點對準(zhǔn)干擾信號(MPI,MAI),達到高效利用期望信號并消除干擾信號的目的[6-9]。但是傳統(tǒng)的智能天線僅利用了空域特性對干擾進行抑制,其有效性受到天線陣元數(shù)的限制,隨著天線陣元數(shù)的增加,其工程造價將成倍甚至好幾倍的增加,正是昂貴的工程造價,其在一定程度上限制了智能天線的應(yīng)用。因此,將智能天線與RAKE接收機結(jié)合起來組成空時定向二維 RAKE(2D-RAKE)接收機[2-3],就能彌補各自的不足,既能充分利用多徑信號的時域特性,又能充分利用其空域特性,從而可以有效地抑制多址干擾和抵抗多徑衰落[9],以較低的性價比實現(xiàn)對多徑信號的空時二維處理。如果再考慮到2D-RAKE接收機對MAI、MPI的抑制作用,還可以將同方向的用戶分配在不同的時隙,以時分雙工(TDD)方式實現(xiàn)對同一方向用戶的隔離,使系統(tǒng)的性能進一步提高。

目前,已有大量的文獻研究和發(fā)展了2DRAKE接收機技術(shù),根據(jù)不同的設(shè)計目標(biāo)和信道假設(shè)提出了許多理論和算法[9-10]。但是,這些研究中有許多都是基于基帶信號處理理論,討論2DRAKE的定向接收和發(fā)送,并未涉及從射頻、中頻和基帶三種不同的實現(xiàn)方案來討論和研究定向2DRAKE接收機的性能,或者說并未給出定向接收在射頻、中頻或基帶實現(xiàn)時的具體方案及性能比較研究。雖然文獻[9]指出利用定向2D-RAKE接收機可以大幅度提升CDMA系統(tǒng)的性能,但卻沒有給出定向接收在射頻、中頻和基帶實現(xiàn)的具體方案及其差異性。

與此同時,在文獻[11]中,為了解決多徑信號載波之間存在的相位差問題,我們研究了多徑分量的分離和多徑相干解調(diào)問題,給出了多徑信號相干解調(diào)RAKE接收機原理和實現(xiàn)方案,該方案可以消除多徑信號載波間的相位差對接收機性能的影響,提高系統(tǒng)性能。在文獻[12]中,我們研究了RAKE與SA的聯(lián)合使用,給出一種簡易的定向RAKE接收機基帶實現(xiàn)方案;與此同時,一個有效的DOA估計方法和基帶幅度加權(quán)波束賦形技術(shù)在文獻[13]給出,該DOA估計方案巧妙地利用了時分-同步碼分多址(TD-SCDMA)標(biāo)準(zhǔn)的中置序列,使DOA的估計和定向波束賦形避開了復(fù)雜的數(shù)學(xué)運算。如上所述,在文獻[11]我們是在載波上討論了相關(guān)問題,而在文獻[12]-[13]我們則給出了基帶實現(xiàn)方案,基于以上工作,本文將從基帶、中頻和射頻這三個方面對定向2D-RAKE接收機及其實現(xiàn)方案進行討論,并給出性能比較研究,通過與傳統(tǒng)RAKE接收機的性能比較以確定它們的性價比,給出分析結(jié)果。

2.SA工作原理

智能天線一般包括線陣和圓陣。對于圓陣,人們討論最多的是8天線陣元結(jié)構(gòu)(在后面的討論中,如不特別說明,一般也指8陣元圓陣),其基本結(jié)構(gòu)是在一圓周上均勻放置8根偶極子天線陣元,相鄰陣元間隔為λ/2電波信號波長。相控陣智能天線的這種陣元特殊安排可以保證各天線陣元上收到的是幅度基本相等的相關(guān)信號,但是,因為各陣元位于同一圓周的不同位置,所以來自同一用戶的信號到達不同的陣元將產(chǎn)生不同的相位差。當(dāng)期望信號方向為φn時,8陣元智能天線系統(tǒng)第k個陣元信號相位為[14]

αnk=μa sinθn cos(φn-φ′k),k=1,…,8 (1)式中 μ=2π/λ.若取 a=λ/2,θn=π/2, φ′k=2π(k-1)/N=π(k-1)/4。則有

式(2)中的αnk表示第n個用戶信號在第k個陣元上的固有相位。若考慮在多徑環(huán)境下,相同用戶信號在同一陣元上產(chǎn)生的固有相位αnk也是不同的,則對于第m條路徑信號,有αnmk,其為第n個用戶的第m個多徑信號在第k個陣元上的固有相位。

圖1為一般的SA收信原理框圖。其中W*1、W*2、… 、W*8分別對應(yīng)于不同陣元的外接移相器,改變外接移相器W*k的值等于-αnmk時,則可使各陣元接收的第n個用戶的第m徑信號載波在M處同相迭加,定義為期望收信號載波相位的同相分集接收,此時該SA的分集接收增益為

在以下討論中,如果不特別說明n≤N=8表示小區(qū)用戶數(shù),m≤M=3表示多徑分量數(shù),k≤K=8表示智能天線陣元數(shù)。

圖1 SA的工作原理圖

3.SA射頻、中頻和基帶實現(xiàn)方案

3.1 射頻實現(xiàn)方案

在圖1的基礎(chǔ)上,可以導(dǎo)出CDMA系統(tǒng)中SA接收機在射頻上的定向接收方案。假設(shè)DOA已知,采用3G正交相移鍵控(QPSK)調(diào)制,用戶總數(shù)為N,最大多徑分量數(shù)為M,圖2給出了第n個用戶的第m多徑分量的同相(In-phase)載波信號定向接收解調(diào)過程(單徑定向接收)。圖中xnmk(t)表示當(dāng)SA定向接收第n(n=1)個用戶的第m(m=1)徑信號時,第k個陣元所接收到的總的信號,同時設(shè)znmk表示第k個陣元上所接收到的第n個用戶的第m徑的信號,則在僅考慮單徑(M=m=1)信號的情況下,可以寫出SA中8個陣元的接收信號xnmk(t)如下

式中:D i(t)為某個用戶的數(shù)據(jù);N為用戶總數(shù);Wi(t)為TDD CDMA上行信道中的擴頻碼;PN I(t)是用作小區(qū)地址碼的擾碼;φi1表示第i號用戶的第1個多徑分量收發(fā)兩點間的載波信號相位差。αnmk如上節(jié)所述,當(dāng)單徑第n個用戶的DOA已知時,式(4)中相應(yīng)部分可寫為

圖2 CDMA單徑信號SA定向接收射頻實現(xiàn)方案原理

它們將在加法器A1中合成為

式(6)體現(xiàn)了載波移相的波束形成作用(K為最大陣元數(shù))。

據(jù)圖2和式(6)可以給出1號用戶1號路徑利用SA定向接收功能、經(jīng)相干解調(diào)及后續(xù)處理的輸出信號

由圖2和式(4),在考慮多徑信號的情況下,也可寫出1號用戶的第2徑信號在SA 8個陣元中的收信號,即

式中φ12表示1號用戶2號路徑由絕對時延引入的收發(fā)兩點間的載波信號相位差。當(dāng)該用戶的1號路徑DOA a111,a112,……,a118確定后,它不可能抵消2號路徑在SA陣元上的固有相位a121,a122,……,a128,所以式(8)中的8路信號在A1輸出端不同相,無法取得如式(7)所示的1號用戶1號路徑8陣元收信號相同的同相迭加效果。

在圖2輸出信號IL中,由1號用戶2號路徑信號經(jīng)各陣元產(chǎn)生的干擾分量可表示為

式中θ12k表示本地相干載波的相位w 1Lt+φ11與1號用戶2號路徑AEk收信號載波相位的差值。它們的值隨路徑時延td1而變,而且 cosθ12k小于1,顯示了相干解調(diào)對非相干解調(diào)路徑信號的抑制作用。式(9)中的這些信號顯然是CDMA系統(tǒng)中的多徑干擾,它們將會導(dǎo)致系統(tǒng)容量的下降。

改變式(9)中的某些下標(biāo)后,也可用于表示CDMA系統(tǒng)中其他用戶的MAI.在圖2輸出信號 IL中,由2號用戶1號路徑信號經(jīng)各陣元產(chǎn)生的干擾分量表示為

式中:td 1表示2號用戶和1號用戶在第1路徑上的傳播時延;θ21k表示w 1Lt+φ11與2號用戶1號路徑AEk收信號載波相位的差值。它們的值也將隨路徑時延差td1而變。同理,相干解調(diào)對MAI也有抑制作用。

3.2 CDMA SA接收機中頻實現(xiàn)方案

在圖2的基礎(chǔ)上,很容易導(dǎo)出CDMA SA接收機中頻實現(xiàn)方案,見圖3。中頻實現(xiàn)方案與射頻實現(xiàn)方案的主要差別是:在圖3中引入一組下變頻器M11,M 12,……,M 18,分別用于對應(yīng)陣元接收信號的下變頻,而圖2中各陣元收信號經(jīng)移相器移相后直接送至加法器 A1。一般可以選擇中頻頻率為10 MHz左右,為了簡化SA接收電路中移相器的設(shè)計與實現(xiàn),可以選擇中頻數(shù)字信號處理(DSP)的方式。在射頻實現(xiàn)方案中移相器需在2 GHz頻段實現(xiàn),其實現(xiàn)難度較大,而在中頻10MHz實現(xiàn)波束成形時相對較為簡單。由圖3可以導(dǎo)出與式(7)、(9)和(10)類似的所需用戶基帶信號、某用戶的多徑干擾和其他用戶的MAI干擾表達式。

圖3 CDMA SA接收機的中頻實現(xiàn)方案

比較兩種不同的實現(xiàn)方案,可以發(fā)現(xiàn)圖2和圖3加法器A1的輸出信號y具有不同的載波信噪比。在無線鏈路預(yù)算中,都會按目標(biāo)誤比特率(BER)計算基站接收機靈敏度S BS[15],有

式中:接收機噪聲系數(shù)和環(huán)境熱噪聲一般由無線收信號處理中的第一級放大器決定,它是第一級放大器產(chǎn)生的噪聲功率。環(huán)境熱噪聲為一常數(shù),接收機噪聲系數(shù)實際上由第一級放大器的熱噪聲系數(shù)決定。在圖2中,加法器A1輸出信號y的期望用戶信號合成電壓為8U S,設(shè)A1中第一級放大器產(chǎn)生的噪聲電壓為UN,所得信噪比增益為

在圖3中,加法器A1輸出信號y的期望用戶信號合成電壓為 8US,然而由下變頻器 M11,M12,……,M 18中的第一級放大器產(chǎn)生的噪聲電壓U N1、U N2,……,U N8應(yīng)按均方值相加,則有

此時有

該增益將對要求的移動臺(MS)最小發(fā)射功率產(chǎn)生較大影響,也就是說要達到與射頻接收方案同等的接收指標(biāo),必須加大移動臺發(fā)射功率。從這個角度講,射頻接收方案要優(yōu)于中頻接收方案,但是,正如前面討論,中頻接收方案的實現(xiàn)難度較低。

3.3 基帶實現(xiàn)方案

當(dāng)考慮基帶波束成形實現(xiàn)方案時,其波束成形實現(xiàn)原理可以采用圖4所示結(jié)構(gòu)[12-13],圖中只給出了兩個陣元的情形。使用與式(4)類似的表達方式,暫時略去φn1的影響,只考慮單徑的情況并假設(shè)SA定向接收1號用戶的1號路徑的信號,則采用如圖4的基帶實現(xiàn)方案時,對于第k(k≤8)個陣元,可以寫出x11k的表達式為

取下變頻用的本地載波為cos w Lt,當(dāng)w Lt=wct時,有

圖4 基帶波束成形

略去1/2系數(shù)的影響,經(jīng)低通濾波器(Lowpass filter,LPF)和W1L×PN I1L解擴后,與式(4)類似并略去部分符號,對于第k個陣元有

從式(17)可見,經(jīng)下變頻后已將SA陣元給出的載波相位偏移信息a11k變換為基帶信號的幅度損失D 1cos a11k。由于都小于等于1,將會使期望信號的幅度下降。式(17)中的y 11k經(jīng)除法器D k處理、加法器求和后有

式中:第一項為1號用戶第1徑信號經(jīng)波束形成后的輸出,顯然對于D1信號而言,最大可以得到18 d B的增益;第二項為自干擾項,此處只考慮(N-1)個用戶的1徑干擾。若每用戶為3徑信號的話,則自干擾分量的總數(shù) H =3N-1?？紤]到cos an1k/cos a11k的值可能大于1,所以在基帶波束形成中自干擾的值可能被放大((18)中的第二項),即噪聲放大。然而該噪聲放大問題在載波移相的波束形成方案中是可以避免的,因為,當(dāng)我們采用相干解調(diào)時,可以利用某徑信號的相干解調(diào)來抑制其它路徑的干擾。

4.定向2D-RAKE接收機基帶、中頻、射頻方案

基于前面的討論,本節(jié)討論定向2D-RAKE基帶、中頻和射頻波束成形方案。由于SA多徑定向2D-RAKE接收機結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜,這里也只畫出2徑定向2D-RAKE接收機框圖。當(dāng)考慮2徑信號波束形成時,將圖4中bnmk以下的部分可改畫為圖5所示,用于表示2徑信號的基帶波束合成過程,其中略去時延部件。實際上,它是定向2D-RAKE接收機基帶定向接收原理。同理,也可以構(gòu)成3徑基帶定向2D-RAKE接收機、3徑中頻定向2D-RAKE接收機和3徑射頻定向2D-RAKE接收機。

圖5 兩徑信號的基帶波束形成

若只考慮接收多用戶單徑情形,則該基帶單徑定向2D-RAKE接收機的接收信號為

式中:等號右邊第二項是其它用戶多徑信號的干擾;第三項是期望信號的多徑干擾,且

其中φnm表示相對于主徑的載波相位,r表示圓陣半徑,式(20)可用式(2)所示方法得到。同理,可得多用戶3徑基帶定向2D-RAKE接收機的輸出信號為

式(21)中cosφ1m表示3徑基帶定向2D-RAKE接收機中只對第1徑信號使用了相干解調(diào),此時cosφ11=1,cosφ12、cosφ13都不等于 1。在后述的 3徑中頻定向2D-RAKE接收機中存在類似現(xiàn)象。這樣做的目的是為了與傳統(tǒng)RAKE接收機做比較,在傳統(tǒng)RAKE接收機中也只能實現(xiàn)1徑信號的相干解調(diào)。但是在定向2D-RAKE接收機中易于實現(xiàn)3徑信號的相干解調(diào),那時會進一步改善性能。

與式(20)類似,有

3徑中頻定向RAKE接收機的輸出信號為

在式(23)中,與式(20)類似,有

以上給出的是定向2D-RAKE基帶和中頻實現(xiàn)方案及其輸出信號表達式,對于射頻方案,有與中頻方案有類似式子,為了節(jié)省篇幅,在此從略。

5.定向2D-RAKE接收機性能數(shù)值分析

從前面的討論中看到,定向2D-RAKE射頻實現(xiàn)方案波束成形效果最好,但工程實現(xiàn)難度較高;基帶實現(xiàn)方案易于利用現(xiàn)成的數(shù)字信號處理技術(shù),工程上最易實現(xiàn),但是由于該方案沒有充分利用相干解調(diào)對MPI和MAI的抑制作用,可能在某些情況下會存在噪聲放大問題;相對來講,中頻方案比較易于工程實現(xiàn),也不存在噪聲放大問題。在這部分,將給出信干比增益(定向2D-RAKE接收信干比與傳統(tǒng)RAKE信干比之間的比值)數(shù)值分析。由于中頻方案與射頻方案類似,這里只對中頻方案和基帶方案進行數(shù)字比較。在該數(shù)值分析中,分別從單徑和3徑兩個方面做數(shù)值分析討論。考慮最大用戶數(shù)N=8,最大多徑分量個數(shù)為3的多用戶多徑傳播,那么7個其它用戶將會產(chǎn)生21個干擾信號,設(shè)它們的來波方向在空間均勻分布,同時這21個干擾信號相對于期望信號的載波相移也設(shè)為均勻分布,對于期望用戶的信號,設(shè)其第2徑,第3徑相對于主徑的載波相移為:φ12=φ13=π/4,2徑的來波方向分別設(shè)為:φ12=π/4,φ13=3π/4 。

圖6給出了定向2D-RAKE與傳統(tǒng)RAKE接收機性能數(shù)值分析,圖中表示的是G SA隨著期望信號第一徑(主徑)來波方向的關(guān)系。從這些數(shù)值分析結(jié)果中亦可以發(fā)現(xiàn)由于定向2D-RAKE基帶波束形成不能利用相干解調(diào)對MPI和MAI的抑制作用,所以其性能有時不太穩(wěn)定。中頻定向2D-RAKE接收機的性能較好,可以獲得穩(wěn)定的性能。

6.結(jié) 論

為了克服和抑制CDMA移動通信系統(tǒng)中存在的多徑干擾和多用戶接入干擾,提高系統(tǒng)容量,RAKE接收機和建立在相控天線陣基礎(chǔ)上的智能天線(SA)技術(shù)在移動通信系統(tǒng)中被廣泛使用。RAKE接收機利用相干解調(diào)技術(shù)從時域上抑制非相干信號,而智能天線則利用定向波束成形技術(shù)在空域隔離干擾。本文給出基站射頻、中頻和基帶三類定向2D-RAKE接收機的實現(xiàn)框圖,并說明了定向2D-RAKE接收機在三種方案中的工作原理。基帶定向2D-RAKE接收機不能利用相干解調(diào)作用抑制MPI和MAI,其GSA將隨MS所處的方位變化,有時會出現(xiàn)性能波動;射頻定向2D-RAKE接收機的G SA最大,但由于要在高頻端實現(xiàn),有較大的工程難度;相對而言中頻定向2D-RAKE接收機具有較高的性價比。

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