一種改進型的單相無變壓器型PV逆變器拓撲結構

宋平崗,沈友朋

(華東交通大學 電氣與電子工程學院,江西 南昌 330013)

在光伏并網系統(tǒng)中一般會采用帶變壓器型的光伏并網逆變器。由于工頻變壓器的體積大、重量重且價格貴,而帶高頻變壓器型光伏并網逆變器的功率變換電路控制復雜,系統(tǒng)效率低。為了解決這些問題,國外一些學者提出了無變壓器型的光伏并網逆變器。這種無變壓器型的拓撲不但節(jié)約成本,而且能提高系統(tǒng)的效率。本文對單相無變壓器型全橋拓撲結構進行了分析,并分析和研究了全橋拓撲結構的共模電流。在此基礎上提出了一種新的拓撲結構,并進行了分析和仿真研究。圖1為無變壓器型光伏并網系統(tǒng)的結構框圖。由圖1可知,在無變壓器的光伏并網系統(tǒng)中,由于沒有變壓器的隔離作用,電網與光伏陣列存在直接的電氣連接,而光伏陣列和地之間存在虛擬的寄生電容,因而就形成了由寄生電容、濾波元件和電網阻抗組成的共模諧振回路。寄生電容上變化的共模電壓在這個共模諧振回路中就會產生相應的共模電流。

圖1 無變壓器型光伏并網系統(tǒng)的結構框圖Fig.1 Transformerless PV system block diagram

1 無變壓器型單相光伏并網系統(tǒng)的共模分析

1.1 單相全橋逆變器的共模分析

圖2為無變壓器型單相全橋逆變器的拓撲結構。

圖2 單相全橋拓撲結構Fig.2 Single-phase full-bridge topology

文獻[1]對共模電流的產生原因進行了分析。具體過程如下:定義Vpv為等效光伏陣列的直流電壓,Vao,Vbo分別為全橋逆變器交流輸出點a,b對直流母線o點的電壓,VL為濾波電感上的壓降,Vcm為寄生電容Cp上產生的共模電壓,icm為共模電流,Vg為電網電壓。以電網電流的正半周為例,在開關管S2,L1,Vg和Cp構成的回路以及由開關管S4,L2和Cp構成的回路中,根據基爾霍夫電壓定律,可列出共模諧振回路的電壓方程:

由于共模電流很小,因此可忽略它在濾波電感上產生的壓降,即 VL1≈VL2,又因 Vg為工頻電網電壓,所以Vg在寄生電容上產生的共模電流一般也可忽略,而Vao,Vbo為PWM控制的高頻脈沖電壓,共模電流主要由此激勵產生。所以由式(1)、式(2)相加可得寄生電容上的共模電壓Vcm為

而流過寄生電容的共模電流icm為

由式(3)、式(4)可知,要想抑制共模電流,就必須使得Vcm的變化率保持恒定,使Vcm為一定值,也即使得a,b點對o點的電壓之和滿足:

1.2 單相全橋拓撲結構的分析

拓撲結構框圖如圖2所示。大部分的普通單相全橋逆變器一般都會采用單極性PWM調制法進行控制[2]。這樣不僅能提高輸出電流的質量,而且輸出電壓是三電平,使輸出濾波器的值更小。開關管控制順序如下。

在電網電流正半周內,當S1,S4導通,而S2,S3關斷時,共模電壓Vcm為:Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,當S1,S3關斷,而 S2,S4導通時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+0)=0;在負半周內,當S2,S3導通,而S1,S4關斷時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,當S1,S3關斷,而 S2,S4導通時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+0)=0。

由以上分析可知,在開關過程中,共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此,其共模電流很大,遠遠超過標準要求。圖3為其仿真波形,從上到下依次為逆變器輸出電壓Vab、共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖3可知,在開關過程中共模電壓Vcm的幅值是在0與 Vpv/2之間變化的(Vpv=400 V,fsw=5 kHz),導致共模電流的值達到了數(shù)安培,遠遠超過標準要求。所以該拓撲結構不適合無變壓器型PV系統(tǒng)。

圖3 單極性調制的全橋拓撲仿真波形Fig.3 Unipolar modulation full-bridge topology simulation

1.3 帶交流旁路的全橋式拓撲[3]

帶交流旁路的全橋式拓撲結構如圖4所示。

圖4 帶交流旁路的全橋拓撲結構圖Fig.4 Full-bridge topology map with AC bypass

由圖4可知,在全橋拓撲結構基礎上,交流輸出端接兩個反串聯(lián)的開關管S5和 S6,作為當S1～S4開關管關斷時的續(xù)流開關管,使得續(xù)流回路與直流側斷開,從而使該拓撲不僅抑制了共模電流而且交流側的輸出電壓和單極性調制相同,提高了系統(tǒng)的效率。開關管控制順序如下。

在電網電流正半周內,S2,S3,S5始終關斷,而S6始終導通。當S1,S4開通時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=Vpv;當 S1,S4關斷時,電流經 S6,S5的反并聯(lián)二極管、濾波器和電網的回路續(xù)流。Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,Vab=0。

在負半周內,S1,S4,S6始終關斷,而S5始終導通。當S2,S3開通時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=-Vpv;當S2,S3關斷時,電流經S5,S6的反并聯(lián)二極管、濾波器和電網的回路續(xù)流。共模電壓Vcm為:Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,Vab=0。

根據以上開關管的控制順序,采用SPWM控制法,該拓撲結構的仿真結果如圖5所示。由圖5可知,共模電壓的幅值基本保持不變,所以共模電流就很小,最大不超過20 mA,符合標準要求。而輸出電壓是三電平,使得輸出電流紋波比較小,所以輸出濾波電感上的損耗就小,這就提高了系統(tǒng)的效率,但輸出端接兩個開關管,使得開關損耗較大,從而限制了系統(tǒng)的效率。

圖5 SPWM仿真結果Fig.5 SPWM simulation results

2 改進型拓撲結構的共模分析

2.1 拓撲結構產生共模電流的理論分析

本文在帶交流旁路拓撲結構的基礎上,提出一種改進型的拓撲結構。該拓撲結構見圖6。

圖6 新拓撲結構圖Fig.6 T he new topology diagram

從圖6中可看出,該拓撲結構是在帶交流旁路全橋拓撲結構的基礎上,在交流輸出端減少1個開關管,但增加了4個反并聯(lián)的二極管D1～D4,這樣就可以保證當S5開通時,交流端與直流端就會斷開,保證系統(tǒng)的安全,而且能使共模電壓的幅值基本維持在Vpv/2,輸出電壓Vab=0,從而也就抑制了共模電流。開關管控制順序如下。

在電網電流的正半周內,S2,S3始終關斷。當S1,S4導通,S5關斷時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=Vpv;當S1,S4關斷,S5導通時,電流經二極管D1～D4、開關管S5、濾波器和電網回路續(xù)流,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=0。

在負半周內,S1,S4始終關斷。當S2,S3導通,S5關斷時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=-Vpv;當S2,S3關斷,S5開通時,電流經二極管D1～D4、開關管S5、濾波器和電網回路續(xù)流,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=0。

2.2 拓撲結構的仿真研究

本文提出的拓撲結構的仿真是在Matlab Simulink的環(huán)境下完成的。仿真參數(shù)設置如下:為了方便系統(tǒng)仿真,將PV陣列用直流電壓源代替并且Vdc=400 V;直流輸入電容C=5 mF;濾波電感Lf=3 mH;電網額定電壓Vg=220 V,頻率fg=50 Hz;開關管 fsw=5 kHz;虛擬寄生電容Cp=100 nF。圖7為仿真結果。從上到下依次為逆變器輸出電壓Vab、共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖7可知,共模電壓的幅值基本保持不變,共模電流很小,最大不超過20 mA,符合標準要求?？梢?本文提出的新拓撲結構可有效地抑制共模電流。

圖7 仿真結果Fig.7 Simulation results

3 不同拓撲結構的比較

采用單極性調制的全橋拓撲產生的共模電壓為幅值在0與Vpv/2之間變化且頻率為開關頻率的高頻脈沖電壓。因此該共模電壓所產生的共模電流不符合標準要求,但其輸出電壓Vab是在0與Vpv之間變化的,所以產生的電流紋波較小,從而減小了輸出濾波電感的損耗[4- 6]。

帶交流旁路的全橋拓撲結構,由于增加了一個新的續(xù)流回路,該拓撲的交流側輸出電壓和全橋單極性調制拓撲的輸出電壓相同,從而有效地降低了輸出電流的紋波,減小濾波電感上的損耗,提高了系統(tǒng)的效率,但輸出交流端有兩個開關管,開關管損耗較大。

本文提出的拓撲結構,由于交流端只有一個開關管,這就減少了開關管上的損耗,提高了系統(tǒng)的效率。從仿真結果來看,采用單極性調制法控制也能夠使共模電壓的幅值為一定值,使得共模電流的值符合標準要求[7]。

表1為不同拓撲結構的比較情況。由表1的比較可知,全橋單極性拓撲因其共模電流遠遠超過標準要求,所以該拓撲不適合無變壓器型PV逆變系統(tǒng)。而帶交流旁路的全橋拓撲和本文提出的改進型拓撲,共模電流小,系統(tǒng)效率高,因此可用于無變壓器型PV逆變系統(tǒng)。

表1 不同拓撲結構的比較Tab.1 Structure comparison of different topology

4 結論

本文分析了單相無變壓器型光伏系統(tǒng)中共模電流產生的機理。并分析了單相全橋拓撲共模電流的情況,總結出了共模電流的一般規(guī)律。在此基礎上提出了一種改進的拓撲結構,并通過理論分析和仿真研究驗證該拓撲結構可有效地抑制共模電流。通過對不同拓撲結構的比較,可知,本文提出的拓撲結構與帶交流旁路全橋拓撲相比,在輸出端只有一個開關管,減少了開關管損耗,提高了系統(tǒng)效率,因此具有一定的實用價值。

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