移相控制對稱半橋變換器軟開關條件

蔣 瑋 胡仁杰 黃慧春

（東南大學電氣工程學院 南京 210096）

1 引言

雙向DC-DC變換器因其在新能源、分布式發(fā)電系統(tǒng)、電動汽車等領域良好的應用前景，得到了越來越多的關注。作為連接兩個不同電壓等級的中間環(huán)節(jié)，雙向DC-DC變換器可以方便的進行能量的調節(jié)和管理。移相控制對稱半橋變換器[1,3]，作為一種新型雙向DC-DC變換器，它在同樣電壓等級下，器件數(shù)量比全橋變換器減少一半，在兩個工作方向上都可以不使用附加電路實現(xiàn)零電壓開關，并可通過附加電路實現(xiàn)零電流開關[5]，且因為輸入端加入了升壓電感，其升壓比更高，控制更靈活。

文獻[1-2]對移相控制對稱半橋變換器的工作原理進行了描述。文獻[3]給出了移相控制對稱半橋變換器實現(xiàn)零電壓開關所需的升壓電感、變壓器漏感和濾波電感的選擇依據(jù)，但是未對諧振過程進行分析。

在實際設計過程中，移相控制對稱半橋變換器輸入端升壓電感、變壓器漏感和濾波電感往往是根據(jù)對紋波和功率的要求而選定的，無法完全以滿足軟開關條件作為設計依據(jù)。較為實用的設計應該是在電感值確定后，分析其和寄生電容的諧振過程是否能滿足軟開關要求，如果不能滿足，則可以通過外并電容或串接小電感的方式，對諧振電路的特征阻抗進行微調，但是這就要求有可供分析的諧振參數(shù)條件關系。目前對于軟開關條件的研究，多是從諧振器件能量角度[11,19]，或是針對輔助電路設計進行分析[12-13]，且多見于全橋移相變換器[7-9]。本文在分析移相控制對稱半橋變換器工作過程的基礎上，原創(chuàng)性地通過對一、二次開關過程中的等效電路進行分析，指出了電路寄生參數(shù)對軟開關過程的影響，推導出滿足零電壓開關條件的諧振參數(shù)取值條件，可作為變換器設計的參考。并以此為依據(jù)，設計了一500W的實驗樣機，實驗結果證明了根據(jù)該條件設計出的變換器可以在設計功率等級上完成軟開關，減小開關損耗并提高變換器的工作效率。

2 變換器工作原理

移相控制對稱半橋變換器如圖1所示，高壓變壓器T左側為低壓側Vl，右側為高壓側Vh。低壓側輸入端有一個大電感Li，起到平波和存儲能量的作用，輸入電流為il。功率開關器件Q1和Q2以互補的方式交替導通，Q3和Q4以互補的方式交替導通，兩個半橋導通角之間有一個相位差φ1，在變壓器漏感Ls兩端形成兩個方波電壓vp和vs。通過調節(jié)φ1的超前與滯后，以及φ1的大小，就可以決定能量是由低壓側流向高壓側（正向工作），還是從高壓側流向低壓側（反向工作），這就是移相控制方式。變壓器T起到隔離和電壓匹配的作用，變壓器漏感Ls在兩個半橋之間通過漏感電流ip（一次）及is（二次）傳遞能量。C1～C4是分壓電容，在足夠大的情況下，可以認為其電壓V1～V4不變。開關器件Q1～Q4均反向并聯(lián)二極管VD1～VD4，Cr1～Cr4是開關器件的結電容，當結電容和變壓器漏感發(fā)生諧振時，結電容放電至電壓為零，此時開關器件反向并聯(lián)二極管導通，從而為開關器件的零電壓導通創(chuàng)造條件。

圖1 移相控制對稱半橋變換器Fig.1 Symmetry half-bridge converter with phase-shifted control

移相控制對稱半橋變換器升壓模式下共分為t0～t12的12個工作模態(tài)[2]，其開關時序及波形如圖2所示，這12個模態(tài)的工作過程如下。

圖2 Boost模式下開關時刻及電壓電流波形Fig.2 Theoretical switch points and voltage and current waveforms under boost mode

模態(tài)1 (t0～t1)：電路達到穩(wěn)態(tài)，Q1和VD3導通。

模態(tài)2 (t1～t2)：在t1時刻，Q1關斷，Cr1、Cr2和Ls發(fā)生諧振，結電容Cr2電壓vcr2從V1+V2開始下降，vp也開始從V1下降。

模態(tài)3 (t2～t3)：在t2時刻，vcr2由正變負，VD2因正偏而導通，從這段時間開始，Q2可以零電壓開通。

模態(tài)4 (t3～t4)：從t3時刻起，變壓器漏感電流ip開始小于輸入電流il，所以Q2從VD2換流，在t4時刻，ip下降到0，VD3仍然導通。

模態(tài)5 (t4～t5)：ip由正變負，因此，電流從VD3向Q3換流，Q3零電壓開通。

模態(tài)6 (t5～t6)：在t5時刻，Q3關閉，Cr3、Cr4和Ls發(fā)生諧振，分別開始充電和放電。

模態(tài)7 (t6～t7)：在t6時刻，結電容Cr4電壓vcr4由正變負，VD4因正偏而導通，從這段時間開始，Q4可以零電壓開通。

模態(tài)8 (t7～t8)：在t7時刻，Q2關閉，Cr1、Cr2和Ls再次發(fā)生諧振，這時結電容Cr1電壓vcr1從V1+V2開始下降，vp從-V2開始上升。

模態(tài)9 (t8～t9)：在t8時刻，vcr1由正變負，VD1因正偏而導通，ip繼續(xù)上升直到在t9時刻等于0，從這段時間開始，Q1可以零電壓開通。

模態(tài)10 (t9～t10)：ip從t9時刻開始由負變正并繼續(xù)上升，因此，電流從VD4向Q4換流，Q4零電壓開通。

模態(tài)11 (t10～t11)：ip開始大于il，Q1零電壓開通。

模態(tài)12 (t11～t12)：在t11時刻，Q4關斷，Cr4、Cr3和分別開始充電和放電。在t12時刻，結電容Cr3電壓vcr3由正變負，VD3因正偏而導通，至此，一個完整的工作周期結束。

3 軟開關實現(xiàn)條件

通過變換器工作過程可知，移相控制對稱半橋變換器實現(xiàn)零電壓開關（Zero Voltage Switching,ZVS）的關鍵，是在開關器件關斷過程中，開關器件并聯(lián)電容與變壓器漏感Ls發(fā)生諧振，并在對應橋臂開通之前，其并聯(lián)電容電壓下降至0，使反向并聯(lián)二極管導通。因此，通過分析諧振過程，就可以推導出移相控制對稱半橋變換器的軟開關條件。

Boost模式下發(fā)生諧振過程的工作模態(tài)分別是模態(tài)2、模態(tài)5、模態(tài)8和模態(tài)12，其中模態(tài)2中的t1時刻Q1關斷，繼而Q2零電壓開通；模態(tài)5中的t5時刻Q3關斷，繼而Q4零電壓開通；模態(tài)8中的t7時刻Q2關斷，繼而Q1零電壓開通；模態(tài)12中的t11時刻Q4關斷，繼而Q3零電壓開通，這四個模態(tài)的等效電路如圖3所示。

圖3 發(fā)生諧振過程的工作模態(tài)Fig.3 Equivalent circuits when quasi resonances happen

下面以t1和t5時刻為例，分析一二次零電壓開通所需的諧振器件條件，t7和t12時刻的條件與之類似。假設：①升壓電感Li足夠大，其上電流紋波很小，可將輸入看成一個恒流源Ii；②變壓器兩側的均壓電容C1～C4足夠大，使其上的電壓V1～V4保持恒定，可以將其看做恒壓源。

t1和t5時刻變換器的等效電路如圖4所示，Cr1～Cr4為Q1～Q4的寄生電容，i1～i4為Cr1～Cr4上通過的電流，vcr1～vcr4為Cr1～Cr4上的電壓，ip為變壓器漏感電流，Ls為變壓器等效漏感，Ls以及V3、V4都折算到變壓器一次側。

圖4 t1和t5時刻等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits at t1 and t5

因為開關器件參數(shù)的對稱性，設Cr1=Cr2=Cr，由圖4的等效電路可以分別獲得t1和t5時刻的狀態(tài)方程：

由式（1）、式（2）可獲得相應的二階微分方程，分別代入t1和t5時刻的初始條件ip(t1)、ip(t5)、vcr2(t1)和vcr4(t5)，可以獲得模態(tài)2和模態(tài)6過程中開關器件寄生電容vcr2和vcr4的表達式：

由式（3）可以分析在模態(tài)2中諧振電容電壓vcr2隨時間的變化關系。我們容易看出，在ωr(t-t1)=π/2時刻，vcr2達到最小值vcr2min=V2+V3-Zr(Ip-Ii)，因此，Q2能夠實現(xiàn)ZVS的關鍵，就是在該模態(tài)結束前，vcr2能夠下降到0，從而使二極管VD2導通，

在一定的輸出功率下，Ip1、Ii、V2、V3都可以通過穩(wěn)態(tài)條件獲得[2]，只要選擇合適的外接電容和電感參數(shù)，使得

同理，在模態(tài)4中，由式（4）可得Q4零電壓開通的條件，是在時，vcr4＜0，即特征阻抗值滿足以下條件：

從式（6）、式（7）可以看出，在變壓器漏感Ls一定的情況下，開關器件寄生電容較小，可以加快諧振過程，使并聯(lián)電容在諧振模態(tài)結束前其兩端電壓下降至0，為開關器件提供ZVS條件。但是，開關器件并聯(lián)電容的也不能過小，還是以t1時刻為例，在諧振完成后，Q2的反并二極管VD2導通，此時有

rcr1早下降到0，ip開始下降，當ip下降到ip＜Ii時，Q2還沒有開通，則Cr1將重新開始充電，Q2端電壓將大于0，失去ZVS的條件。而諧振是在死區(qū)Q1和Q2開關信號之間的死區(qū)時間完成的，因此為了避免這種情況的發(fā)生，一般來說，可以通過在開關器件上并聯(lián)滿足式（6）、式（7）確定的特征阻抗要求的容值上限1/2左右的電容幫助諧振。

同時控制系統(tǒng)設計時還應考慮死區(qū)時間Td，使其既能使?jié)M足vcr2、vcr4達到最小值需要的時間，又不至于過大使寄生電容重新開始充電，一般來說，取為諧振周期。

4 實驗結果

為了驗證上述諧振器件選擇條件的有效性，設計了500W移相控制對稱半橋變換器樣機，圖5所示的是樣機的系統(tǒng)結構。系統(tǒng)采用電壓電流雙環(huán)控制，所產生的電壓控制信號經相位調制轉換為移相角，占空比D恒定。樣機各項參數(shù)如下：

表 變換器樣機參數(shù)Tab.Parameters of the prototype

圖5 系統(tǒng)結構圖Fig.5 Structure of the system

Q1、Q2選用了MOSFET FQA160N08，Q3、Q4選用了MOSFET IRFP460，其輸入電容值均為5nF左右，電容值過小。因此選取了2組電容并聯(lián)在開關器件上，第一組為20nF，第二組為100nF，第二組電容值超過了并聯(lián)諧振電容值的上限，不滿足軟開關要求。

使用Rigol品牌的DS1000E型號數(shù)字示波器采集實驗波形，圖6為變壓器漏感電流波形，圖7為Q1、Q3驅動信號波形。兩組的Q2端電壓和Q2門極信號波形如圖8所示，其中CH1顯示的是Q2的門極信號vg2，CH2是Q2的漏源極電壓vce2。

圖6 變壓器漏感電流波形Fig.6 Current waveform of the transformer’s leak inductor

圖7 Q1、Q3驅動信號波形Fig.7 Drive signal of Q1 and Q3

圖8 不同諧振參數(shù)下的Q2實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of Q2 with different resonance elements’ parameters

如圖8a所示，vce2在門極信號到來之前已經下降到0，而圖8b中，因諧振電容過大，vce2到0之前，門極信號已經到來。通過該實驗結果可以看出，以本文推導的條件為依據(jù)，選擇不同的開關器件并聯(lián)電容參數(shù)，可以改變諧振過程，實現(xiàn)開關器件反向并聯(lián)二極管的導通，從而實現(xiàn)開關器件的零電壓開通。

5 結論

本文簡要介紹了移相控制對稱半橋變換器的工作原理，指出了其開關元件軟開關的實現(xiàn)是依靠變壓器漏感和開關元件并聯(lián)電容發(fā)生的準諧振過程。分析了準諧振過程中不同狀態(tài)的變換器等效電路，并推導出了實現(xiàn)軟開關所需的變換器開關元件及變壓器寄生參數(shù)應滿足的條件，以及對死區(qū)時間的要求。以這些條件為依據(jù)，選取了相關參數(shù)，進行了變換器樣機設計并完成了相關實驗。實驗結果證明移相控制對稱半橋變換器無需附加元件即可以通過準諧振實現(xiàn)開關元件的軟開關，本文推導出的結論可以作為選取參與準諧振器件參數(shù)的依據(jù)，簡化變換器的設計過程。

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