基于傳輸線變壓器的多載波功率放大器設計

竇建華， 蘇 州， 楊學志， 吳永忠

（合肥工業(yè)大學 計算機與信息學院，安徽 合肥 230009）

射頻功率放大器是無線發(fā)射機的重要部件，多載波廣播發(fā)射系統(tǒng)要求功率放大器具有足夠的增益、帶寬和較高的線性度。前饋線性化技術可以在不損失電路增益和帶寬的前提下抑制主功放產(chǎn)生的非線性失真［1］，其前饋技術原理如圖1所示。系統(tǒng)中，主功率放大器除了需要具備較高的增益和效率外，還要研究前饋環(huán)路中幅值和相位的匹配問題。

在現(xiàn)代射頻功率放大器設計中，利用廠家給出的晶體管大信號模型，在ADS軟件下作負載牽引仿真，得到最優(yōu)輸入輸出阻抗，不必搭建復雜且嚴格的負載牽引系統(tǒng)。但是功率放大器工作在大信號狀態(tài)下時，輸入阻抗和輸出阻抗變換范圍很大，寬帶功放的匹配網(wǎng)絡不能使用傳統(tǒng)的LC匹配電路。實際功放管的源阻抗和負載阻抗中具有電抗的成分，所以匹配電路中應包含2個部分，分別為抵消阻抗的虛部和對實部進行變換。當實部的變換比例較大時，可以使用傳輸線變壓器實現(xiàn)寬帶阻抗變換。

圖1 前饋系統(tǒng)原理

本文利用大信號非線性模型與負載牽引仿真，確定最優(yōu)負載阻抗與源阻抗，使用同軸線結構的傳輸線變壓器與集總參數(shù)元件實現(xiàn)匹配電路，設計了多載波前饋系統(tǒng)中的主功率放大器。

1 傳輸線變壓器

傳統(tǒng)的磁耦合變壓器結構簡單，可實現(xiàn)高頻頻段的任意阻抗比變換，但是功率容量受鐵氧體磁芯材料限制，并且繞組間的寄生電容和漏電感對變壓器的高頻性能影響較大，限制了其帶寬。而傳輸線變壓器中功率傳輸以傳輸線模式進行，因此功率容量取決于傳輸線而不是磁芯，可實現(xiàn)若干個倍頻程內(nèi)的阻抗變換。

常用的傳輸線變壓器結構有平行線、同軸線和雙絞線結構，本設計使用同軸線結構的傳輸線變壓器實現(xiàn)甚高頻段的大功率寬帶阻抗匹配。同軸線的結構與等效圖如圖2所示，其中aa′為同軸線內(nèi)導體，bb′為同軸線外導體。信號在同軸線中傳輸時，內(nèi)外導體中的電流幅度相等，相位相反；內(nèi)外導體上電壓幅度和相位均相等。傳輸線按照不同的結構連接，可以實現(xiàn)特定阻抗比的傳輸線變壓器［2］。本設計使用圖3所示的4∶1同軸線巴倫，實現(xiàn)了非平衡端到平衡端4∶1的阻抗變換。

圖2 同軸線的結構與等效圖

圖3 4∶1同軸線巴倫

傳輸線變壓器的低頻特性主要依賴于同軸線外導體的等效電感，高頻特性取決于同軸線的長度。此外，同軸線的特征阻抗最優(yōu)值應為阻抗變換器兩端阻抗的幾何平均值，即，但實際應用的同軸線特征阻抗基本為50Ω或75Ω，使用非最佳傳輸線特征阻抗會引起低頻帶寬減小，可以在輸入匹配端的阻抗變換器上添加鐵氧體來彌補［3］。4∶1阻抗變換器的插入損耗為［4］：

其中，Z0為同軸線的特征阻抗；ZL為阻抗變換器低阻抗端的阻抗；l與β分別為同軸線的長度與相位常數(shù)，插入損耗與同軸線長度的關系如圖4所示。由圖4可以看出，同軸線長度不宜超過最高工作頻率處波長的1／8。

圖4 插入損耗與同軸線長度的關系

2 功率放大器的設計與分析

2.1 器件選擇與直流偏置

為了達到較高的增益，功放管選用Freescale公司的增強型LDMOS功率場效應管MRF6VP2600H，工作頻率為10～250MHz，P1dB為53.3dBm，功率增益G1dB為25.3dB。

功率放大器的工作狀態(tài)對線性特性的影響較大，當柵源偏置電壓與夾斷電壓接近時，功率放大器工作在高效率模式下，線性度很差。因此，為了兼顧效率與線性的關系，本設計采用推挽結構并使功放管工作在AB類狀態(tài)，可使三階互調(diào)失真改善10dB以上［5］。

2.2 負載牽引仿真

負載牽引仿真是使用軟件對功放管的大信號非線性模型，計算出輸出功率隨負載阻抗的變化曲線。在直流偏置確定的前提下，對特定的測量頻率和功率，計算出對應的復阻抗，這些阻抗在Smith阻抗圓內(nèi)構成一個封閉曲線，不同的測量功率對應不同的曲線，從而得到一系列負載阻抗曲線。圖5所示為利用ADS軟件得到的負載牽引仿真結果，細線表示等輸出功率圓，隨著測量功率的增加，曲線收縮到輸出阻抗為13＋j17.8的點，該阻抗即是功率放大器輸出最大功率所需要的最佳負載阻抗，圖5中的粗線表示等附加效率圓。

圖5 負載牽引仿真結果

根據(jù)已確定的輸出阻抗，對功放管做源牽引仿真，得到最佳輸入阻抗，然后根據(jù)最佳輸出阻抗和輸入阻抗設計匹配電路［6］。

2.3 匹配電路

采用同軸線結構的匹配電路，如圖6所示。

圖6 同軸阻抗變換器實現(xiàn)的匹配網(wǎng)絡

對窄帶大信號狀態(tài)下功放管做負載牽引仿真，得到最佳阻抗是Smith圓圖上的一個點，但是寬帶功放則對應Smith圓圖上的一個區(qū)域，輸入輸出阻抗在幾歐姆至十幾歐姆范圍內(nèi)變化。通過設計同軸線的電長度，使之在低頻處與功放管的輸入輸出阻抗匹配。頻率升高時，并聯(lián)電容和同軸線外導體的等效電感構成π型匹配網(wǎng)絡，使高頻阻抗降低，從而在高頻率處與器件相匹配［7－8］。

在實際電路的制作過程中，輸入端的傳輸線變壓器增加了鐵氧體，以改善傳輸線變壓器的低頻特性。而輸出端由于功率較大，鐵氧體造成的功率損失也大，不使用鐵氧體。此外，匹配電路中的電感選用高Q值的空心電感，以減小匹配電路的損耗。

2.4 保護電路

保護電路是射頻功放系統(tǒng)必不可少的一部分，過流保護電路采用高壓側電流檢測放大器LTC6101，將電流在檢測電阻上產(chǎn)生的小差分信號放大，輸出電壓信號經(jīng)A／D采樣到控制器，控制功放的工作狀態(tài)。駐波保護電路［9］使用雙向定向耦合器IPP8045和雙通道真有效值對數(shù)檢波管AD8364，實現(xiàn)入射波與反射波的功率檢測，如圖7所示，入射功率和反射功率由耦合器取出，經(jīng)衰減器進入檢波管，輸出的2路電壓信號通過AD8364內(nèi)部的減法電路后，輸出Vout到控制器。Vout與反射系數(shù)Γ的關系式為：

其中，D為雙向定向耦合器的方向性，本設計D的參數(shù)為20。根據(jù)（1）式，由反射系數(shù)求出控制電路的基準電平，當檢測到Vout小于基準電平時，降低功放輸入或關閉功放。

圖7 駐波保護電路

3 測試

使用功率源、功率計和頻譜儀對功放進行測試，電源電壓48V，輸入功率0dB時，頻率從80～120MHz范圍內(nèi)變化。為測試功放線性度，使用雙音信號，輸入頻率分別為88MHz和96.6MHz，圖8所示為輸出功率為20dB時的雙音測試結果。

圖8 雙音測試結果

由測試結果可知，在工作頻段內(nèi)功率增益大于20dB，增益平坦度±1dB，三階交調(diào)抑制－20dBc，滿足多載波前饋系統(tǒng)中對主功放的增益和線性度要求。

單音信號測試結果見表1所列。

表1 88～108MHz輸出功率

4 結束語

多載波前饋系統(tǒng)中的主功率放大器除了具備寬頻帶、高增益和較高的效率之外，還要確保較好的線性度和增益平坦度。本設計采用推挽結構，同軸阻抗變換器結合集總元件共同實現(xiàn)阻抗匹配，實現(xiàn)了100W功率輸出的高線性度功率放大器，滿足系統(tǒng)要求。

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