集成有源開關(guān)電感和Y源倍壓?jiǎn)卧母咴鲆鍰C-DC變換器

摘 要：針對(duì)光伏發(fā)電系統(tǒng)中光伏組件電壓等級(jí)的提升，提出一種集成有源開關(guān)電感和Y源倍壓?jiǎn)卧母咴鲆鍰C-DC變換器。所提變換器能夠?qū)崿F(xiàn)低開關(guān)管電壓應(yīng)力，具有高自由度電壓調(diào)節(jié)能力，在滿足一定升壓條件下仍能保證電路的效率，在光伏發(fā)電中具有較大的應(yīng)用潛力。對(duì)變換器的工作模態(tài)、器件電壓電流應(yīng)力、參數(shù)設(shè)計(jì)和損耗效率進(jìn)行詳細(xì)闡述。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性。

關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；DC-DC變換器；耦合電路；有源開關(guān)電感；低開關(guān)管電壓應(yīng)力

中圖分類號(hào)：TM46 " " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2023-0598

文章編號(hào)：0254-0096（2024）08-0200-10

1. 遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105；

2. 國(guó)網(wǎng)烏魯木齊供電公司，烏魯木齊 830000

0 引 言

隨著光伏發(fā)電技術(shù)、燃料電池以及各種儲(chǔ)能技術(shù)的發(fā)展，高增益DC-DC變換器的作用逐漸突顯出來。傳統(tǒng)Boost變換器隨著占空比的增加，其電壓增益和效率會(huì)受到寄生參數(shù)的嚴(yán)重影響［1-2］。在傳統(tǒng)Boost變換器基礎(chǔ)上利用各種升壓技術(shù)與電路中的附加組件排列組合得到許多新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［3］。文獻(xiàn)［4］提出有源開關(guān)電感（active switched-inductor，A-SL）結(jié)構(gòu)，其有效降低了開關(guān)管兩端的應(yīng)力，但其增益過低。文獻(xiàn)［5］提出一種A-SL和開關(guān)電容相結(jié)合的變換器，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，有源器件電壓應(yīng)力低，但只能通過調(diào)節(jié)高占空比來提高電壓升壓能力，具有較低的設(shè)計(jì)自由度。文獻(xiàn)［6］將A-SL結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)Sepic電路以及耦合電感單元相結(jié)合，能夠?qū)崿F(xiàn)占空比寬范圍調(diào)節(jié)、低開關(guān)管電壓應(yīng)力，但其升壓能力并不高，且未考慮開關(guān)管兩端的電壓尖峰。文獻(xiàn)［7-8］在Y形耦合電感單元中加入輔助電容和二極管，其輸入電流連續(xù)且具有靈活自由度調(diào)節(jié)電壓增益，但該變換器有源器件電壓應(yīng)力高，影響器件使用壽命，同時(shí)電壓增益不夠高，不適用于高壓場(chǎng)合。文獻(xiàn)［9］提出一種將A-SL和開關(guān)電容器技術(shù)整合到一個(gè)三繞組耦合電感上的變換器，其輸入電流連續(xù)，器件電壓應(yīng)力低，但該變換器只能通過不斷提升匝比和占空比來獲取更高增益，無法保證變換器的升壓能力與效率均處于理想情況。

本文提出集成有源開關(guān)電感和Y源倍壓?jiǎn)卧母咴鲆鍰C-DC變換器，其前級(jí)電路采用A-SL結(jié)構(gòu)，代替一般變換器使用的LC濾波電路，一方面大幅降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，使電路實(shí)際設(shè)計(jì)中可選擇耐壓等級(jí)低且導(dǎo)通電阻低的元器件，降低損耗、提升電路效率；另一方面可提供一定的電壓增益。對(duì)稱的三繞組耦合電感結(jié)構(gòu)，使變換器具有寬范圍自由度調(diào)節(jié)能力。利用箝位回路，可有效降低主開關(guān)器件的電壓尖峰、增加整體結(jié)構(gòu)的可靠性。

1 變換器結(jié)構(gòu)及模態(tài)分析

1.1 電路模型

本文所提變換器原理圖如圖1所示，A-SL由電感[L1、L2]和開關(guān)管S1、S2構(gòu)成。箝位回路由二極管VD1和電容[C2]、二極管VD3和電容[C5]構(gòu)成。Y源倍壓?jiǎn)卧磧蓚€(gè)對(duì)稱的三繞組耦合電感，上側(cè)Y源結(jié)構(gòu)等效為勵(lì)磁電感[Lm1]、匝比N1∶N2∶N3的理想變壓器，下側(cè)Y源結(jié)構(gòu)等效為勵(lì)磁電感[Lm2]、匝比N4∶N5∶N6的理想變壓器。二者匝比均為1∶n1∶n2，其中n1=N2∶N1=N5∶N4，n2=N3∶N1=N6∶N4。二極管VD2和電容[C3]，二極管VD4和電容[C6]為配合耦合電感二次側(cè)N2、N5的升壓?jiǎn)卧ｋ娙輀C1、C4]為輔助的升壓電容。

1.2 模態(tài)分析

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：1）電容容值足夠大，確保電容兩端電壓為定值［10］；2）除漏感外，所有器件均為理想器件。

變換器關(guān)鍵模態(tài)波形如圖2所示，主要包含如下5個(gè)工作模態(tài)：

模態(tài)1（[t0—t1]）：如圖3a所示，該模態(tài)處于有源器件交替導(dǎo)通關(guān)斷的中間模態(tài)。在[t0]時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2接收到信號(hào)，開始導(dǎo)通。電容[C2、C5]開始放電，二極管VD1、VD3由于反向電壓，開始關(guān)斷，其電壓不斷上升。電容C3、C6開始充電，二極管VD2、VD4電流由0逐漸上升，開始導(dǎo)通。二極管VDo電流逐漸下降至0，開始關(guān)斷。當(dāng)兩個(gè)開關(guān)管電壓均降至0時(shí)，該模式結(jié)束。

模態(tài)2（[t1—t2]）：如圖3b所示，此時(shí)S1、S2完全導(dǎo)通。二極管VD2、VD4完全導(dǎo)通，VD1、VD3和VDo關(guān)斷。此時(shí)處于傳統(tǒng)直通狀態(tài)，輸入電壓[Vg]通過兩個(gè)開關(guān)管將能量轉(zhuǎn)移到[L1、L2]，電感電流線性增大。電容[C2]將能量傳遞給上側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm1]、二次繞組[N3]以及電容[C1]。同時(shí)，上側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm1]把能量傳遞給其二次繞組[N2]，并通過二極管VD2為電容[C3]充電。同理，電容[C5]將能量傳遞給下側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm2]、二次繞組[N6]以及電容[C4]。同時(shí)，下側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm2]把能量傳遞給其二次繞組[N5]，并通過二極管VD4為電容[C6]充電。電容[Co]放電，釋放能量給負(fù)載[R]。當(dāng)二極管VD2、VD4電流降為0時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3（[t2—t3]）：如圖3c所示，在[t2]時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2繼續(xù)導(dǎo)通。二極管VD2、VD4由于反向電壓，處于關(guān)斷狀態(tài)。VD1、VD3和VDo繼續(xù)處于關(guān)斷狀態(tài)。輸入電壓[Vg]通過兩個(gè)開關(guān)管將能量轉(zhuǎn)移到[L1、L2]，電感電流線性增大。電容[C2]繼續(xù)放電，將能量傳遞給上側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm1]和二次繞組[N3]。電容[C5]繼續(xù)放電，將能量傳遞給下側(cè)Y源結(jié)構(gòu)的勵(lì)磁電感[Lm2]和二次繞組[C6]。因此，勵(lì)磁電感電流線性增大，兩個(gè)三繞組耦合電感一次繞組[N1]、[N4]及二次繞組[N3]、[N6]的電流均線性增大。電容[Co]放電，釋放能量給負(fù)載[R]。當(dāng)開關(guān)管S1、S2的關(guān)斷信號(hào)到達(dá)時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)4（[t3—t4]）：如圖3d所示，此時(shí)盡管關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào)已經(jīng)傳遞給兩個(gè)開關(guān)管，但由于開關(guān)管兩端結(jié)電容的影響，S1、S2仍處于導(dǎo)通狀態(tài)［11］。二極管VD1、VD3、VDo開始導(dǎo)通，VD2、VD4繼續(xù)關(guān)斷。電容[C2]、[C5]開始充電。[C1]、[C3]、[C2]、[C6]開始放電，其與輸入電壓[Vg]，A-SL的[L1、L2]，耦合電感的二次繞組[N2]、[N5]和[N3]、[N6]以及二極管VDo相互配合為電容[Co]和負(fù)載[R]供能。當(dāng)開關(guān)管S1、S2電流降為0時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5（[t4—t5]）：如圖3e所示，在[t4]時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2完全關(guān)斷，二極管VD1、VD3、VDo完全導(dǎo)通，VD2、VD4繼續(xù)關(guān)斷。此狀態(tài)為傳統(tǒng)非直通狀態(tài)。儲(chǔ)能電感[L1]通過二極管VD1給[C2]充電，[L2]通過VD3給[C5]充電。因此，[L1]、[L2]的電流線性減小。勵(lì)磁電感[Lm1]、[Lm2]正向放電。輸入電壓[Vg]，A-SL的[L1]、[L2]，耦合電感的二次繞組[N2]、[N5]和[N3]、[N6]，電容[C1]、[C3]、[C4]、[C6]以及二極管VDo相互配合為輸出端供能。當(dāng)開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

2 變換器穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益

器件導(dǎo)通和關(guān)斷的過渡模態(tài)為暫態(tài)過程，時(shí)間較短，穩(wěn)態(tài)分析時(shí)不考慮其影響。因此，主要分析直通狀態(tài)（模態(tài)2）和非直通狀態(tài)（模態(tài)5）。

模態(tài)2：開關(guān)管S1、S2完全導(dǎo)通時(shí)，由KVL定理可得：

[VL1_ON=VgVL2_ON=VgVLa_ON=11-n2（VC2-VC1）VLb_ON=VC3VLc_ON=n21-n2（VC2-VC1）VLd_ON=11-n2（VC4-VC5）VLe_ON=-VC6VLf_ON=n21-n2（VC4-VC5）] （1）

式中：[VL1_ON]、[VL2_ON]及[VLa_ON]～[VLf_ON]——電感[L1、L2]及耦合電感[La～Lf]在直通狀態(tài)下的端電壓，V；[VC1]～[VC6]——電容[C1～C6]的端電壓，V。

模態(tài)5：非直通狀態(tài)下的KVL表達(dá)式為：

[VL1_OFF=Vg-VC1VL2_OFF=Vg-VC5VLa_OFF=1n2-1VC1VLb_OFF=VC1+VC2+VC3+VC4+VC5+VC6-VCo-Vg+n21-n2VC1+n11-n2VC4VLc_OFF=n2n2-1VC1VLd_OFF=11-n2VC4VLe_OFF=n11-n2VC4VLf_OFF=n21-n2VC4] （2）

式中：[VL1_OFF]、[VL2_OFF]及[VLa_OFF]～[VLf_OFF]——電感[L1、L2]及耦合電感[La～Lf]在非直通狀態(tài)下的的端電壓，V；[VCo]——電容[Co]的端電壓，V。

對(duì)變換器中所有電感進(jìn)行伏秒平衡列寫，其表達(dá)式為：

[0DTVLi_ONdt+DTTVLi_OFFdt=0，i=1， 2， a～f] （3）

聯(lián)立式（1）～式（3），計(jì)算推導(dǎo)出電壓增益G的表達(dá)式為：

[G=VoVg=D（3-n2）+2n1-n2+1（1-D）（1-n2）] （4）

式中：[Vo]——輸出電壓，V。

將式（4）轉(zhuǎn)換，可得：

[G=2（D+n1）1-n2+D+11-D] （5）

由式（5）可得，隨著匝比[n1]的增大，變換器的增益上升，說明N2、N5具有升壓型繞組特性。匝比[n2]越接近1，變換器的增益上升，說明[N3、N6]為降壓型繞組。選擇合理的占空比[D]以及匝比[n1]、[n2]，能夠更好地保證變換器增益和效率同時(shí)滿足理想情況。當(dāng)[n1=1]、[n2=0.5]、[D=0.5]時(shí)，變換器理想電壓增益可達(dá)到15倍。

2.2 電壓應(yīng)力

由式（1）～式（3）可得開關(guān)管的電壓應(yīng)力為：

[VS1=VS2=1-n2D（3-n2）+2n1-n2+1Vo] （6）

二極管的電壓應(yīng)力為：

[VVD1=VVD3=1-n2D（3-n2）+2n1-n2+1VoVVD2=VVD4=n1D（3-n2）+2n1-n2+1VoVVDo=2（1+n1）D（3-n2）+2n1-n2+1Vo] （7）

電感及各繞組導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的電壓應(yīng)力分別為：

[VL1_ON=VL2_ON=（1-D）（1-n2）D（3-n2）+2n1-n2+1VoVLa_ON=-VLd_ON=1-DD（3-n2）+2n1-n2+1VoVLb_ON=-VLe_ON=n1（1-D）D（3-n2）+2n1-n2+1VoVLc_ON=-VLf_ON=n2（1-D）D（3-n2）+2n1-n2+1Vo] （8）

[VL1_OFF=VL2_OFF=D（n2-1）D（3-n2）+2n1-n2+1VoVLa_OFF=-VLd_OFF=-DD（3-n2）+2n1-n2+1VoVLb_OFF=-VLe_OFF=-Dn1D（3-n2）+2n1-n2+1VoVLc_OFF=-VLf_OFF=-Dn2D（3-n2）+2n1-n2+1Vo] （9）

各電容電壓應(yīng)力為：

[VC1=VC4=D（1-n2）D（3-n2）+2n1-n2+1VoVC2=VC5=1-n2D（3-n2）+2n1-n2+1VoVC3=VC6=n1（1-D）D（3-n2）+2n1-n2+1VoVCo=Vo] （10）

圖4為[n1=1]、[n2=0.5]時(shí)所提變換器有源器件歸一化的電壓應(yīng)力與占空比之間的關(guān)系。

2.3 器件電流應(yīng)力

器件電流應(yīng)力的計(jì)算同電壓應(yīng)力計(jì)算思路一致，利用KCL列寫出直通（模態(tài)2）與非直通（模態(tài)5）下的表達(dá)式，具體為：

[IC1_ON=IS1-IL1IC2_ON=IIN_ON-IL2-IS1IC3_ON=IVD2IC4_ON=IS2-IL2IC5_ON=IIN_ON-IL1-IS2IC6_ON=IVD4ICo_ON=-Io] （11）

[IC1_OFF=IVD1-IL1IC2_OFF=IIN_OFF-IL2IC3_OFF=-IVDoIC4_OFF=IVD3-IL2IC5_OFF=IIN_OFF-IL1IC6_OFF=-IVDoICo_OFF=IVDo-Io] （12）

式中：[IC1_ON]～[IC6_ON、ICo_ON]——電容[C1～C6、Co]在直通狀態(tài)下的電流應(yīng)力，A；[IIN_ON]、[IIN_OFF]——直通和非直通模式下的輸入電流應(yīng)力，A；[IC1_OFF]～[IC6_OFF、][ICo_OFF]——電容[C1～C6、Co]在在非直通狀態(tài)下的電流應(yīng)力，A；[IS1]、[IS2]——開關(guān)管S1、S2的電流應(yīng)力，A；[IVD1]～[IVD4、][IVDo]——二極管VD1～VD4、VDo的電流應(yīng)力，A。

穩(wěn)態(tài)條件下，根據(jù)電容的安秒平衡：

[0DTiCi_ONdt+DTTiCi_OFFdt=0，i=1～6， o] （13）

最終可得：

[IC1_ON=IC4_ON=D+n1D（1-n2）IoIC2_ON=IC5_ON=-D+n1D（1-n2）IoIC3_ON=IC6_ON=1DIoICo_ON=-Io] （14）

[IC1_OFF=IC4_OFF=-D+n1（1-D）（1-n2）IoIC2_OFF=IC5_OFF=D+n1（1-D）（1-n2）IoIC3_OFF=IC6_OFF=-11-DIoICo_OFF=D1-DIo] （15）

結(jié)合節(jié)點(diǎn)電流法，得到各開關(guān)器件的電流應(yīng)力：

[IS1=IS2=n1-D（n2-2）D（1-D）（1-n2）IoIVD1=IVD3=11-DIoIVD2=IVD4=1DIoIVDo=11-DIo] （16）

圖5為[n1=1]、[n2=0.5]時(shí)所提變換器有源器件歸一化的電流應(yīng)力。

從圖4和圖5可清晰地看到所提變換器應(yīng)力與占空比之間的關(guān)系，可為器件選型提供一定參考。

3 器件參數(shù)整定

3.1 A-SL的電感的設(shè)計(jì)

A-SL的電感一方面降低了輸入電流紋波，另一方面幫助實(shí)現(xiàn)了低開關(guān)管電壓應(yīng)力的功能。設(shè)計(jì)電感的計(jì)算公式為：

[L1，2≥VL1，2DfSΔIL1，2] （17）

式中：[VL1，2]——A-SL的電感端電壓，V；[fS]——開關(guān)管頻率，Hz。

電感電流紋波為：

[ΔIL1，2=rLIL1，2] （18）

式中：[rL]——電感的紋波系數(shù)。

在開關(guān)周期（[0≤tlt;DT]），[L1，2]上的端電壓和電流分別為：

[VL1，2=1GVo，IL1，2=1+D+n1-n2（1-n2）（1-D）Io] （19）

將式（18）、式（19）代入式（17）可得：

[L1，2≥RD（1-D）（1-n2）GfSrL（1+D+n1-n2）] （20）

3.2 耦合電感的設(shè)計(jì)

非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）下變換器工作會(huì)存在諸多問題，因此通常將變換器處于連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）下工作。圖6為電路工作在DCM模式下的等效電路。

此狀態(tài)下，耦合電感N1和N3的電流不變，此時(shí)耦合電感各繞組電流與匝比呈反比。

[iN1=-n2iN3] （22）

由式（21）和式（22）可得：

[iLm1=1n2-1iN1] （23）

將式（23）代入式（21）可得：

[iL1=-11-n2iLm1] （24）

當(dāng)電路處于BCM狀態(tài)時(shí)可得：

[iL1_min=-11-n2iLm1_min] （25）

當(dāng)電路工作在CCM狀態(tài)時(shí)可得：

[11-n2ILm1-ΔiLm12≥ΔiL12-IL1] （26）

其中：

[ΔiL1=VL1_ONDL1fSΔiLm1=VLm1_ONDLm1fSIL1=1+D+n1-n2（1-n2）（1-D）IoVL1_ON=1GVoVLm1_ON=VLa_ON=1（1-n2）GVo] （27）

[ILm1=ILK1+n1IN2_ON+n2IN3_ON=Io] （28）

將式（27）、式（28）代入式（26）可得：

[Lm1≥DL1R（1-D）（1-n2）2GL1fS（2+n1-n2）-RD（1-n2）（1-D）] （29）

采用[AP]法設(shè)計(jì)耦合電感，這里以[N1]為例，[N4]則同理，磁芯有效截面積[AP]為：

[AP=AcWa=Pt×104JKuKfBmfS] （30）

式中：[Ac]——磁芯截面積，cm2；[Wa]——磁芯窗口面積，cm2；[Pt]——耦合電感的視在功率，W；[J]——耦合電感繞組的電流密度，取500 A/cm2；[Ku]——窗口面積利用系數(shù)，[Kult;1]，取0.35；[Kf]——波形系數(shù)，正弦波取4.44，方波取4；[Bm]——磁通密度，取0.2 T。

耦合電感的視在功率具體表示為：

[Pt=VLa_ONILa_ON] （31）

聯(lián)立式（31）與式（32）可得：

[AP=AcWa=VLa_ONILa_ON×104J×102KuKfBmfS]" （32）

3.3 電容的設(shè)計(jì)

電容的容值滿足：

[C≥DiCfSΔVC] （33）

式中：[iC]——電容電流，A。

電壓紋波為：

[ΔVC=rCVC] （34）

當(dāng)開關(guān)管完全導(dǎo)通時(shí)可得：

[C1，4≥1-DD+n1G（1-n2）DfSrCRC2，5≥1-DD+n1G（1-n2）fSrCRC3，6≥（1-n2）Gn1fSrCRCo≥DfSrCR] （35）

式中：[rC]——紋波系數(shù)。

3.4 開關(guān)器件的設(shè)計(jì)

根據(jù)式（6）、式（7）和式（16）中的電壓、電流應(yīng)力，對(duì)開關(guān)器件進(jìn)行合理選取。

3.5 變換器性能比較

表1為本文所提變換器與文獻(xiàn)［14-17］所涉及變換器的電壓增益、開關(guān)管電壓和電流應(yīng)力以及二極管電壓應(yīng)力比較。將5種變換器在總匝數(shù)比[n=1.5]（[n1=1]，[n2=0.5]）下的電壓增益及開關(guān)管電壓應(yīng)力的表達(dá)式用波形繪制出來，如圖7所示。圖7清晰直觀描述了本文所提變換器的升壓能力及低開關(guān)管電壓應(yīng)力兩方面的絕對(duì)優(yōu)勢(shì)。

4 效率推導(dǎo)

整個(gè)變換器通過開關(guān)管、二極管、電感和電容消耗能量。圖8為所提變換器帶寄生參數(shù)的電路。圖8中，二極管的正向壓降用[VFVD1]～[VFVD4]、[VFVDo]表示，導(dǎo)通電阻用[rVD1]～[rVD1、][rVDo]表示；開關(guān)管的等效導(dǎo)通電阻用[rS1]、[rS2]表示；A-SL的電感等效導(dǎo)通電阻用[rL1]、[rL2]表示；Y源倍壓?jiǎn)卧募纳娮璧刃閇rLa]～[rLf]，電容C1～C6、Co的寄生電阻則為[rC1]～[rC6]、[rCo]［12-13］。

4.1 開關(guān)管損耗

開關(guān)管損耗中的導(dǎo)通損耗為：

[Pcond_Sm=1T0TrSmi2Smdt=rSmI2Sm_rms，m=1，2] （36）

開關(guān)損耗為：

[PSW_Sm=1T0tonVSmiSmdt+0toffVSmiSmdt" " " " "=16VSmfSmISm（ton+toff），m=1，2] （37）

總損耗為：

[PS_Loss=Pcond_Sm+PSW_Sm，m=1，2] （38）

4.2 二極管損耗

二極管導(dǎo)通損耗為：

[Pcond_VDi=1T0TVFVDiiVDi+rVDii2VDidt" " " " " =VFVDiIVDi_ave+rVDiI2VDi_rms，i=1～5， o] （39）

開關(guān)損耗為：

[PSW_VDi=1T0tbPVDi（t）dt=16fSVVDiIrrtb，i=1～5， o] （40）

式中：[Irr]——[VD1～VD4，][VDo]的反向恢復(fù)電流，A；[tb]——反向恢復(fù)時(shí)間，ns。

總損耗為：

[PVD_Loss=（Pcond_VDi+PSW_VDi），i=1～5， o] （41）

4.3 電感損耗

A-SL電感的ESR損耗為：

[PrL=rL1I2L1_rms+rL2I2L2_rms] （42）

耦合電感的ESR損耗為：

[PrN=rLaI2La_rms+rLbI2Lb_rms+rLcI2Lc_rms+rLdI2Ld_rms+rLeI2Le_rms+rLfI2Lf_rms] （43）

電感總損耗為：

[PN_Loss=PrL+PrN] （44）

4.4 電容損耗

電容損耗為：

[Pcond_Cx=1T0DTrCxi2Cx_ondt+DTTrCxi2Cx_offdt=rCxi2Cx_rms，x=1～6， o] （45）

電容總損耗為：

[PC_Loss=Pcond_Cx，x=1～6， o] （46）

4.5 變換器總功率損耗

變換器總功率損耗為：

[PLoss=PS_Loss+PVD_Loss+PL_Loss+PN_Loss+PC_Loss] （47）

其中：

[PS_Loss=rDS2n1-D（n2-2）2PoD1-D21-n22R+13·n1-D（n2-2）fSPo1-D21-n2G（ton+toff）] （48）

[PVD_Loss=2VFVD1Io++2VFVD2Io+VFVDoIo+2rVD11-DI2o+2rVD2DI2o+rVDo11-DI2o+fSIrr1tb1Vo3G1-D+n1fSIrr2tb2Vo3G1-D1-n2+（n1+1）fSIrrotboVo3G1-D1-n2] （49）

[PN_Loss=2·1+D+n1-n21-D21-n22·rL1PoR+2·1-DD+n12+D1-D-n1-n22D1-D1-n22·rLaPoR+2·1D1-D·rLbPoR+2·D+n12D1-D1-n22·rLcPoR] （50）

[PC_Loss=2rC1PoR·D+n12D1-D1-n22+2rC2PoR·D+n12D1-D1-n22+2rC3PoR·1D1-D+rCoPoR·D1-D] （51）

變換器總效率為：

[η=PoPo+PLoss=11+PLoss/Po] （52）

當(dāng)變換器占空比[D=0.5]、耦合電感匝比N1∶N2∶N3=N4∶ N5∶N6=1∶1∶0.5、負(fù)載[R=900 Ω]、輸出電壓[Vo=300] V時(shí)，將實(shí)驗(yàn)器件寄生參數(shù)代入式（47）～式（51），進(jìn)一步計(jì)算，可得到如圖9所示的功率損耗分布。由圖9可知，電容損耗占比為2%，輸入電感損耗和耦合電感損耗占比達(dá)到40%，有源器件的損耗占比達(dá)到58%。因此，通過合理選擇綜合性能較好的器件能進(jìn)一步降低損耗。

5 實(shí)驗(yàn)分析

表2所示為實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)。利用表2搭建樣機(jī)，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，采集主要器件波形。圖10為樣機(jī)在功率100 W、輸入電壓20 V時(shí)采集的波形。輸入電壓、輸出電壓、兩個(gè)電感電流以及輸入電流的波形如圖10a所示，可得到實(shí)驗(yàn)電壓增益約為15倍，與理論值一致。開關(guān)管S1、S2的電壓和電流波形如圖10b所示，可看出其電壓應(yīng)力僅有40 V且尖峰較小，驗(yàn)證了A-SL結(jié)構(gòu)的優(yōu)異性。圖10c～圖10e分別為二極管VD1～VD4及VDo的電壓和電流波形。由圖10d、圖10e可清晰看出，二極管VD2、 VD4、VDo實(shí)現(xiàn)了ZCS，緩解了二極管的反向恢復(fù)問題，進(jìn)一步降低了器件損耗。整體實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析契合，證明了所提變換器的可行性。

圖11為樣機(jī)實(shí)驗(yàn)時(shí)效率隨輸出功率的變化曲線。當(dāng)輸出功率為100 W時(shí)，其效率可達(dá)到92.67%。圖12為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，為了樣機(jī)整體美觀以及性能優(yōu)異，將C2、C5、Do設(shè)計(jì)在PCB硬件板子背面。

6 結(jié) 論

本文提出集成有源開關(guān)電感和Y源倍壓?jiǎn)卧母咴鲆鍰C-DC變換器。變換器整體結(jié)構(gòu)新穎，性能優(yōu)異，對(duì)于光伏發(fā)電系統(tǒng)光伏組件輸出側(cè)直流電壓等級(jí)的提升、系統(tǒng)使用壽命的延長(zhǎng)和電壓尖峰沖擊的抑制以及燃料電池輸出電壓寬范圍的靈活調(diào)節(jié)、燃料電池的安全性和可靠性及使用壽命的提高均具有一定的工程應(yīng)用價(jià)值，在光伏新能源工業(yè)發(fā)展中具有較大的應(yīng)用潛力。其主要優(yōu)點(diǎn)如下：

1）輸入電流連續(xù)。

2）低開關(guān)管電壓應(yīng)力。A-SL結(jié)構(gòu)有效降低了開關(guān)管兩端電壓，降低了損耗，提升了電路效率；同時(shí)延長(zhǎng)了器件的使用壽命。

3）靈活自由度調(diào)節(jié)。對(duì)稱的三繞組耦合電感結(jié)構(gòu)使整個(gè)變換器在較小的占空比和匝比下便能兼得效率和增益。

4）無源箝位功能。二極管與電容形成的箝位回路較好地削弱了開關(guān)管電壓尖峰。

5）高電壓增益。A-SL結(jié)構(gòu)和Y源倍壓?jiǎn)卧慕Y(jié)合進(jìn)一步提升了其升壓能力。

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HIGH GAIN DC-DC CONVERTER INTEGRATING ACTIVE

SWITCHED-INDUCTOR AND Y-SOURCE VOLTAGE MULTIPLIER UNIT

Tian Guosheng1，Hou Lihui1，Kan Yongqi2，Cai Jintao1，Chen Shuo1

（1. School of Electrical and Control Engineering， Liaoning Technical University， Huludao 125105， China；

2. Urumqi Power Supply Company of State Grid， Urumqi 830000， China）

Abstract：For the enhancement of the voltage level of photovoltaic modules in photovoltaic power generation systems， a high-gain DC-DC converter integrating active switched-inductor and Y-source multiplier unit is proposed. The proposed converter is able to realize low switch voltage stress， has high degree of freedom voltage regulation capability， and can still ensure the efficiency of the circuit under certain boosting conditions， which has great application potential in photovoltaic power. The working modes of the converter， the voltage stress and current stress of the device， the parameter design， the loss and efficiency of the converter are analyzed in detail. Finally， the feasibility of the proposed topology is verified through experiments.

Keywords：photovoltaic power； DC-DC converters； coupled circuits； active switched-inductor； low switch voltage stress