三相LCL?LC型僅網(wǎng)側(cè)反饋的改進(jìn)時(shí)滯抑制

摘 "要： LCL?LC電壓源型逆變器僅網(wǎng)側(cè)電流反饋的有源阻尼相比于電容電流反饋下的有源阻尼減少了檢測元件的使用，能有效抑制LCL?LC逆變器產(chǎn)生的諧振峰。但由于數(shù)字電路里存在控制延時(shí)影響，因此電網(wǎng)阻抗的變化會引起諧振頻率[fr]偏移，當(dāng)[fr]處于采樣頻率[fs]的[16]附近時(shí)系統(tǒng)將會失穩(wěn)。為了解決LCL?LC有源阻尼逆變器僅網(wǎng)側(cè)反饋時(shí)控制延時(shí)對逆變器的影響，研究了在數(shù)字域下電網(wǎng)阻抗的變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，并提出了一種新的延時(shí)補(bǔ)償方法，即在控制回路的前向通路中加入改進(jìn)型延時(shí)補(bǔ)償，將有源阻尼的等效正電阻從原有的[fs 6]擴(kuò)展到0.496 5[fs]，補(bǔ)償后的有緣阻尼在[fr]發(fā)生偏移時(shí)由于等效正電阻的擴(kuò)寬使得系統(tǒng)在[fs 6]附近不會失穩(wěn)，從而極大地提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論的正確性。

關(guān)鍵詞： LCL?LC； 有源阻尼； 逆變器； 時(shí)滯抑制； 諧振偏移； 延時(shí)補(bǔ)償

中圖分類號： TN609?34； TM464 " " " " " " " " " "文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A " " " " " " " " " "文章編號： 1004?373X（2024）15?0139?07

Improved time delay suppression in three?phase LCL?LC

rid?connected inverters with only grid?side feedback

LI Xiaobao， LIANG Denghui， ZHOU Weilong， ZHOU Hong， LONG Huan， LIU Juntao

（College of Electrical and Information Engineering， Hunan University of Technology， Zhuzhou 412000， China）

Abstract： The active damping （AD） of LCL?LC voltage source inverter with only grid?side current feedback reduces the use of detection components in comparison with the AD with capacitor current feedback， which can effectively suppress resonance peaks generated by LCL?LC inverters. However， due to the control delay effects of digital circuits， variations of grid impedance will cause the shift of resonance frequency （[fr]）. When [fr] is near [16] of the sampling frequency （[fs]）， the system becomes unstable. To eliminate the impact of control delay on the inverters when LCL?LC AD inverters only have grid?side feedback， the influence of changes of grid impedance on system stability in the digital domain is studied， and a novel delay compensation method， that is， an improved delay compensation is added to the feedforward path of the control loop， is proposed. In this method， the equivalent positive resistance of AD is extended from the [fs 6] （the original） to 0.496 5[fs]. Because of the compensation of widening the equivalent positive resistance， the system remains stable around [fs 6] even when [fr] shifts， which enhances system stability greatly. Simulation and experimental results validate the theoretical correctness of the method.

Keywords： LCL?LC; AD; inverter; time delay suppression; resonance offset; delay compensation

0 "引 "言

近年來隨著新能源的大力發(fā)展，電壓源逆變器（Voltage Source Inverter， VSI）通常用作可再生能源和公用事業(yè)電網(wǎng)之間的接口[1]。VSI是由脈寬調(diào)制（PWM）控制的，由于PWM調(diào)制會引入開關(guān)諧振，為了消除諧振的影響，引入了LC、LCL等濾波裝置，文獻(xiàn)[2]提出了一種LCL?LC濾波器，LCL?LC對比LC，LCL具有更小的體積，濾波性能也有較大的提升。然而隨著引入LC、LCL、LCL?LC等濾波器，諧振引起的諧振峰對電力系統(tǒng)的安全性提出了挑戰(zhàn)[3]。

為了抑制諧振峰，學(xué)者提出了無源阻尼（Passive Damping， PD）[4]，PD是在濾波器各個(gè)器件串聯(lián)或并聯(lián)電阻來增加系統(tǒng)的阻尼，PD的加入可以有效抑制諧振峰，并且不受開關(guān)器件頻率的限制，可靠性高，但是會造成功率損耗?；诖?，有源阻尼（Active Damping， AD）隨之被提出，AD是利用控制算法模擬PD，以LCL濾波器為例，文獻(xiàn)[5]提出了電容電流反饋的有源阻尼方法，該方法最為簡單有效。除了電容電流反饋的AD之外，還有逆變器側(cè)電容電壓反饋的AD、逆變器側(cè)電感電流反饋的AD、逆變器側(cè)電感電壓反饋的AD、網(wǎng)側(cè)電感電壓反饋的AD等[6?10]。這些有源阻尼除了用到提供阻尼作用的傳感器之外還需要額外的電網(wǎng)電流傳感器。因此，本文提出了僅網(wǎng)側(cè)電流反饋的AD，僅網(wǎng)側(cè)反饋的AD不僅減少了傳感器的使用數(shù)量，而且提高了電流反饋并網(wǎng)的速度。

在數(shù)字控制中，會有PWM延遲和計(jì)算延遲[11]。計(jì)算延遲是從采樣瞬間到PWM參考更新瞬間的持續(xù)時(shí)間，在同步采樣情況下（采樣發(fā)生在切換周期的開始和中間）為一個(gè)采樣周期；PWM延遲是由零階保持器（ZOH）效應(yīng)引起的[12]。數(shù)字控制延時(shí)會使得有源阻尼等效為一個(gè)與頻率相關(guān)的虛擬阻尼，有效的正阻尼區(qū)域?yàn)?～[fs 6]，隨著電網(wǎng)阻抗的增加，當(dāng)諧振頻率（[fr]）接近[fs 6]時(shí)，會使虛擬阻尼呈現(xiàn)出負(fù)阻性讓系統(tǒng)失穩(wěn)。

為了減少數(shù)字延時(shí)帶來的影響，國內(nèi)外研究了很多減少延遲的方法，一般來說減少延遲的方法主要分為兩種：一種是在PWM過程中實(shí)現(xiàn)延遲的降低[13?14]，這種方法需要極短的計(jì)算時(shí)間來處理控制器，多次采樣可以通過提高采樣頻率來減少時(shí)間延遲，但同樣會存在混疊和開關(guān)噪聲[15]；另一種方法是在AD回路中加入延時(shí)補(bǔ)償[16?17]，然而現(xiàn)有的這種延遲補(bǔ)償程度有限。

針對數(shù)字延時(shí)下的虛擬阻尼隨諧振頻率改變的問題，本文設(shè)計(jì)了一種新的僅網(wǎng)側(cè)反饋的AD時(shí)滯抑制方法，即在AD回路中增加延時(shí)補(bǔ)償。以三相逆變器為例，采用準(zhǔn)比例諧振（Quasi Proportion Resonant， QPR）控制器作為電流控制器來實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，同時(shí)分析了AD的原理，在此基礎(chǔ)上，分析時(shí)間延遲的基本原理，并在AD回路中加入改進(jìn)型延遲補(bǔ)償。然后進(jìn)行了軟件仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 "數(shù)字延時(shí)對LCL?LC型逆變器的影響

1.1 "LCL?LC型逆變器建模

LCL?LC三相兩電平并網(wǎng)逆變器如圖1所示。其中：[Udc]為輸入的直流電壓；[C0]為直流儲能電容；功率開關(guān)管[S1～S6]及其反并聯(lián)二極管構(gòu)成逆變器。

[L1]、[L2]、[C]、[Cf]、[Lf]構(gòu)成LCL?LC濾波器來抑制開關(guān)紋波。[Lg]表示電網(wǎng)阻抗；[i1x]為輸入電流（[x=a，b，c]）；[Ucx]為濾波電容電壓；[icx]為濾波電容電流；[Ufx]為串聯(lián)諧振支路電壓；[ifx]為串聯(lián)諧振支路電流；[i2x]為并網(wǎng)電流；[vPCC]為公共耦合點(diǎn)電壓；[Ug]為電網(wǎng)電壓；[θ]是由鎖相環(huán)檢測出的電網(wǎng)電壓基波相位；[H1]為有源阻尼反饋系數(shù)，系統(tǒng)采用正弦脈寬調(diào)制（Sine Pulse Width Modulation， SPWM）。

[Gh（s）]為所提出的延時(shí)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，[Gi（s）]為準(zhǔn)比例諧振（QPR）控制器，其傳遞函數(shù)為：[Kp+2Krωcss2+2ωcs+ω20]。其中：[Kp]為比例系數(shù)；[Kr]為諧振系數(shù)；[ω0]為基波角頻率；[ωc]為QPR控制器剪切頻率。

數(shù)字控制延時(shí)包含計(jì)算延時(shí)和PWM延時(shí)，計(jì)算延時(shí)為一個(gè)采樣周期，表示為：

[Gk（s）=e-sTs] （1）

PWM控制在系統(tǒng)中等效為零階保持器（Zero Order Holder， ZOH），表示為：

[GZOH（s）=1-e-sTss] （2）

令[s=jω]，可得：

[GZOH（jω）=sin（0.5ωTs）0.5ωe-0.5jωTs=Tse-0.5jωTs] （3）

式中[Ts]為采樣周期。采樣器可用[1Ts]表示，考慮數(shù)字延時(shí)和PWM延時(shí)，圖2給出了數(shù)字控制下LCL?LC僅網(wǎng)側(cè)控制的有源阻尼數(shù)學(xué)模型，[KPWM]為PWM的傳遞函數(shù)，[KPWM=Udc Utir]，[Udc]為輸入直流電壓，[Utir]為三角載波幅值。

數(shù)字總延時(shí)可表示為：

[Gd（s）=Tse-0.5sTs1Tse-sTs=e-1.5sTs] （4）

串聯(lián)諧振支路可化簡為[sCf1+s2CfLf]，因此可得化簡后的LCL?LC逆變器有源阻尼時(shí)滯數(shù)學(xué)模型，如圖3所示。

1.2 "虛擬阻尼時(shí)滯分析

忽略延時(shí)補(bǔ)償，LCL?LC型逆變器等效電流反饋控制框圖如圖4所示。將反饋節(jié)點(diǎn)從[Gi（s）]輸出移到[1sL1]的輸出，將并網(wǎng)電流反饋[iL2]替換為電容電壓反饋[Uc]。

因此電網(wǎng)電流反饋有源阻尼等效為與濾波電容并聯(lián)的虛擬阻抗[Zeq]，其表達(dá)式為：

[Zeq（s）=s2L1（L2+Lg）H1Gd（s）KPWM=s2L1（L2+Lg）H1KPWMe-1.5sTs=L1H′1CKPWMe-1.5sTs=Rede1.5sTs] （5）

式中：[Red=L1 （H′1CKPWM）]，為無延遲電網(wǎng)電流反饋的有源阻尼的虛擬電阻；[H1=H′1s2C（L2+Lg）]。將[s=jω]代入可得：

[Zeq（jω）=Redcos（1.5ωTs）+jRedsin（1.5ωTs）] （6）

[Zeq（jω）]可以寫成阻抗[Req]和電抗[Xeq]的并聯(lián)，如圖5所示，其表達(dá)式為：

[Zeq（jω）=Req（ω）∥jXeq（ω）] （7）

其中：

[Req（ω）=Redcos（1.5ωTs）] （8）

[Xeq（ω）=Reqsin（1.5ωTs）] （9）

在[Zeq]中，[Req]分量對LCL?LC濾波器的諧振峰進(jìn)行阻尼，[Xeq]改變諧振頻率，[Req]與[Xeq]都與頻率相關(guān)，由式（8）和式（9）可畫出[Req]與[Xeq]的頻率特性曲線，如圖6所示。

虛擬阻尼存在正阻尼區(qū)域與負(fù)阻尼區(qū)域，[Req]在頻率范圍[0～fs 6]內(nèi)為正阻尼區(qū)，在[fs "6～fs "2]內(nèi)為負(fù)阻尼區(qū)；[Xeq]在頻率范圍[0～fs 3]內(nèi)表現(xiàn)為感性，在[fs 3～fs "2]內(nèi)表現(xiàn)為容性。在弱電網(wǎng)下，阻抗的變化會導(dǎo)致諧振頻率跟著發(fā)生變化，當(dāng)虛擬電阻在負(fù)阻尼或者是在正負(fù)分界處時(shí)，系統(tǒng)將無法穩(wěn)定[11，18]。

根據(jù)圖4，環(huán)路增益[Td（s）]可推導(dǎo)為：

[Td（s）=Zeq（s）Gi（s）Gd（s）H1KPWMT0s " "sCfs2CZeq（s）L1（L2+Lg）+T0（s）sL1（L2+Lg）+ " "Zeq（s）L1+Zeq（L2+Lg）+s2CZeq（s）L1（L2+Lg）T0（s）]

（10）

這里[T0（s）=C+s2CfLfC]，由式（10）可得到LCL?LC網(wǎng)側(cè)反饋的有源阻尼環(huán)路增益[Td（s）]在不同電網(wǎng)阻抗[Lg]下沒有時(shí)間延遲抑制的bode圖，如圖7所示。隨著電網(wǎng)阻抗[Lg]的增大，相位頻率曲線左移，當(dāng)相位頻率曲線小于[fs 6]時(shí)，虛擬電阻為正值，不存在開環(huán)右半平面極點(diǎn)，[P=0]；當(dāng)相位頻率曲線大于[fs 6]時(shí)，虛擬電阻為負(fù)值，存在一對右半平面開環(huán)極點(diǎn)，[P=2]。由對數(shù)穩(wěn)定性判據(jù)可得，相位頻率曲線大于[fs 6]比相位頻率曲線小于[fs 6]穩(wěn)定更加困難，當(dāng)相位頻率曲線等于[fs 6]時(shí)，相位頻率曲線與[-180°]相切，導(dǎo)致[N+-N-=0]，因此必定會出現(xiàn)[Z=2]，系統(tǒng)肯定不穩(wěn)定。

2 "有源阻尼改進(jìn)延時(shí)補(bǔ)償設(shè)計(jì)

2.1 "改進(jìn)延時(shí)補(bǔ)償基本原理

因控制延時(shí)的影響，導(dǎo)致LCL?LC并網(wǎng)逆變器性能降低，為了提高并網(wǎng)逆變器的性能，可以在前向通路和反饋環(huán)路中增加延遲補(bǔ)償環(huán)節(jié)。因此，本文提出了一種在前向通路中增加改進(jìn)的超前相位補(bǔ)償器的方案，如圖2所示，[Gh（s）]為改進(jìn)的延遲補(bǔ)償環(huán)節(jié)，其表達(dá)式為：

[Gh（s）=1+as（1+bs）（pe-sTs+q）] （11）

式中：[（1+as）（1+bs）]為串聯(lián)的超前校正，[a]、[b]的值不大于1；[1（pe-sTs+q）]可看作為一節(jié)濾波器，它的本質(zhì)是一個(gè)遞歸的數(shù)字濾波器，補(bǔ)償效果是通過使用進(jìn)一步的誤差反饋來實(shí)現(xiàn)。

2.2 "改進(jìn)延時(shí)補(bǔ)償分析

逆變器加入延時(shí)補(bǔ)償?shù)臄?shù)學(xué)模型如圖3所示，參考式（5），將加入延遲補(bǔ)償環(huán)節(jié)的反饋節(jié)點(diǎn)從[Gi（s）]輸出移到[1sL1]的輸出，將并網(wǎng)電流反饋[iL2]替換為電容電壓反饋[Uc]，因此，加入延遲補(bǔ)償后的虛擬阻抗為：

[Zeq1（s）=L1H′1CKPWMe1.5sTs（1+bs）（pe-sTs+q）1+as] （12）

虛擬阻抗可表示為虛擬電阻[Req1]和虛擬電感[Xeq1]的并聯(lián)，由并聯(lián)電阻公式可得其表達(dá)式為：

[Req1=L1H′1CKPWMn2+m2n] （13）

[Xeq1=L1H′1CKPWMn2+m2m] （14）

其中：

[n=（1+abω2）α-ω（b-a）β1+aω2m=（1+abω2）β+ω（b-a）α1+aω2] （15）

[α=pcos（0.5ωTs）+qcos（1.5ωTs）β=qsin（1.5ωTs）+psin（0.5ωTs）] （16）

由式（13）可以得出加入延遲補(bǔ)償后的虛擬電阻[Req1]的頻率特性曲線，如圖8所示。設(shè)置[q=1]，隨著[p]的減小，直到減少到0.1時(shí)，系統(tǒng)將會變得不穩(wěn)定，這里選取[p=3.95]，隨著[b]的減小虛擬電阻[Req1]的正負(fù)分界范圍在逐步提高并且逐漸趨于穩(wěn)定，這里選擇[b=0.000 86]，[a=0.000 8]。

這時(shí)虛擬電阻[Req1]的正等效電阻范圍為0～[0.496 5fs]，幾乎涵蓋了所有可能的諧振頻率范圍，這有助于增強(qiáng)并網(wǎng)逆變器對電網(wǎng)阻抗變化的魯棒性。

3 "系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 "阻尼環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)

可以用奈奎斯特穩(wěn)定判據(jù)來判斷內(nèi)環(huán)的穩(wěn)定性，滿足[Z=P-2]（[N+-N-]），其中[N+]和[N-]分別表示正穿越與負(fù)穿越次數(shù)，[P]表示開環(huán)系統(tǒng)正實(shí)部的極點(diǎn)數(shù)。由奈奎斯特穩(wěn)定判據(jù)可知，只穿越失敗即[N+=N-=0]，系統(tǒng)就可以穩(wěn)定，因此需要在[fr1]處幅值裕度[GMgt;0]。

加入延時(shí)補(bǔ)償后的環(huán)路增益為：

[Ted1（s）=Gd（s）Gi（s）Gh（s）KPWM（1+CfLfs2） " " " " " "sL1+L1C（L2+Lg）+Cf（L2+Lg+Lf）s2+ " " " " " "CCfL1（L2+Lg）Lfs4+（L2+Lg）? " " " " " "1+CGd（s）Gh （s）H′1KPWMs1+CfLfs2] （17）

由幅值裕度定義可得：

[GM=-20lgTed1（j2πfr1）] （18）

為了滿足相位裕度和幅值裕度，需要避免在穿越頻率處負(fù)穿越，并且需要在截止頻率[fc]處有足夠的幅值裕度[GMc]，在穿越頻率[fg]處有足夠的相位裕度[PM]，為了獲得令人滿意的瞬態(tài)性能，需要有[PM≥30°]的相位裕度和[GMc≥3]的幅值裕度。開環(huán)增益如式（17）所示。

相角裕度約束為：

[PM=180-∠Ted1（j2πfc）] （19）

一般地，逆變器系統(tǒng)的截止頻率[fc][≤][0.1fr1]，因此在分析[fc]時(shí)可以忽略電容[C]和[Cf]的影響[5]?？刂骗h(huán)路的增益表達(dá)式可以簡化為：

[Ted1（s）≈Gi（s）Gd（s）KPWMGh（s）s（L1+L2+Lg）] （20）

在高于或等于截止頻率[fc]的頻段，[Gd≈1]，[Gh≈1]，由文獻(xiàn)[5]所提方法，可得：

[H′1=10GM202πfcL1KPWM] （21）

[H′1=2πL1（f2r1-f2c）（πfc-AtanPM）KPWMfc（A+πf2ctanPM）A=210Tf020f0-fcωi] （22）

由式（21）、式（22）可解得[fc]關(guān)于[H′1]的頻率曲線，并得到[fc]關(guān)于[H′1]限制的參數(shù)取值區(qū)域，如圖9所示。

圖9給出了由相位裕度[PM]和幅值裕度[GM]共同限制的[fc]、[H′1]的取值范圍，由圖9可以選擇適當(dāng)?shù)慕刂诡l率[fc]和阻尼反饋系數(shù)[H′1]。

3.2 "電流調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)計(jì)

在高于或等于截止頻率[fc]的頻段，[Gi（j2πfr1）≈Kp]，[Gd=1]，[Gh=p+q]，由[Ted1（j2πfr1）=1]可得電流控制器[Kp]的參數(shù)為：

[Kp≈2πfc（L1+L2）KPWMH′1（p+q）] （23）

由文獻(xiàn)[5]可得在穩(wěn)態(tài)誤差限制下諧振系數(shù)[Kr]的表達(dá)式為：

[KrTf0=210Tf020f0-fc2π（L1+L2）KPWMH′1（p+q）] （24）

式中[Tf0]為基頻[f0]下的環(huán)路增益。為了確保足夠的相位裕度，這里設(shè)置[fc]=1 000 Hz，[Tf0]=70 dB，并代入式（23）、式（24）得到[Kp]=0.15，[KrTf0=33.5]，這里取[Kp]=0.12，[Kr]=33.5。

由式（15）可畫出延遲補(bǔ)償后的系統(tǒng)增益bode圖，如圖10所示。由圖10可以看出，補(bǔ)償后系統(tǒng)的諧振頻率[fr]在小于[fs 6]時(shí)，由于幅值裕度大于零，并且隨著諧振頻率靠近甚至穿越[fs 6]時(shí)幅值裕度增加，因此系統(tǒng)穩(wěn)定。隨著諧振頻率變換時(shí)，不會出現(xiàn)諧振頻率[fr]跨越分界頻率的現(xiàn)象，系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性強(qiáng)。

4 "仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 "仿真驗(yàn)證

依據(jù)表1的參數(shù)，在Simulink環(huán)境中搭建LCL?LC三相并網(wǎng)逆變器模型。直流側(cè)電壓為650 V，電網(wǎng)側(cè)電壓為220 V/50 Hz，并網(wǎng)參考電流為22 A，開關(guān)頻率為10 kHz。

圖11a）和圖11b）分別為電網(wǎng)阻抗[Lg=0]時(shí)延時(shí)補(bǔ)償前后的電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流的波形。由圖11可以看出，并網(wǎng)電流可以很好地跟蹤電網(wǎng)電壓，并測得延時(shí)補(bǔ)償前的電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion， THD）為2.01%，延時(shí)補(bǔ)償后的THD為1.25%。

圖12a）和圖12b）分別為電網(wǎng)阻抗增加時(shí)，補(bǔ)償前后的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形圖。

由圖12a）可以看出，在電網(wǎng)阻抗增加使得諧振頻率等于[fs 6]時(shí)，由于數(shù)字控制延時(shí)的影響，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。從圖12b）可以看到，在電網(wǎng)阻抗增加使得諧振頻率等于[fs 6]時(shí)，由于延時(shí)補(bǔ)償增加了有源阻尼正電阻的范圍，使得系統(tǒng)諧振頻率穩(wěn)定范圍增加，系統(tǒng)得以穩(wěn)定。

圖13a）、圖13b）為電網(wǎng)阻抗繼續(xù)增加時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)波形圖。由圖13可以看出，補(bǔ)償前的電網(wǎng)電壓波形與并網(wǎng)電流波形不符合并網(wǎng)要求，補(bǔ)償后的電網(wǎng)電壓波形與并網(wǎng)電流波形依舊符合并網(wǎng)要求，達(dá)到預(yù)期效果。圖13c）為延時(shí)補(bǔ)償前后對比穩(wěn)態(tài)波形圖，從圖中可以看出，加入延時(shí)補(bǔ)償之后，波形迅速優(yōu)化好轉(zhuǎn)，并網(wǎng)電流達(dá)到并網(wǎng)要求。

4.2 "實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證改進(jìn)型時(shí)滯抑制的可用性，在半實(shí)物仿真平臺RT?LAB搭建了三相LCL?LC型僅網(wǎng)側(cè)反饋的有源阻尼時(shí)滯抑制實(shí)驗(yàn)場景，如圖14所示。主電路通過算法上傳到半實(shí)物仿真平臺RT?LAB中，示波器進(jìn)行波形輸出。

在半實(shí)物仿真平臺中，逆變器電感電容如表1所給參數(shù)。圖15為示波器顯示時(shí)間延遲補(bǔ)償前后的波形圖，本實(shí)驗(yàn)為電網(wǎng)阻抗在[Lg]=85 μH時(shí)的半實(shí)物仿真。圖15a）為補(bǔ)償前穩(wěn)態(tài)波形圖，圖15b）為補(bǔ)償后穩(wěn)態(tài)波形圖，由圖15b）可以看出在半實(shí)物仿真平臺RT?LAB下，改進(jìn)后的時(shí)滯補(bǔ)償在加入電網(wǎng)后使并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流可以達(dá)到并網(wǎng)要求。

5 "結(jié) "論

由于數(shù)字控制系統(tǒng)延時(shí)的影響，會使得逆變器在電網(wǎng)阻抗發(fā)生變化時(shí)諧振頻率[fr]接近甚至穿越[fs 6]，使系統(tǒng)穩(wěn)定性降低。因此，本文研究了僅網(wǎng)側(cè)電流反饋的LCL?LC逆變器延時(shí)補(bǔ)償控制策略，采用準(zhǔn)比例諧振控制的方法，提出了在前向通路加入改進(jìn)延時(shí)補(bǔ)償器，隨著電網(wǎng)阻抗的增加，系統(tǒng)依舊可以保持穩(wěn)定。改進(jìn)延時(shí)補(bǔ)償器增加了等效阻抗正阻尼的范圍，通過理論分析和仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的可行性。

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作者簡介：李小寶（1981—），男，湖南人，博士，講師，研究方向?yàn)樾履茉垂夥l(fā)電與微電網(wǎng)并網(wǎng)系統(tǒng)。

梁登輝（1998—），男，河南上蔡人，碩士研究生，研究方向?yàn)槲㈦娋W(wǎng)光伏逆變器并網(wǎng)。

周維龍（1978—），男，湖南人，博士，研究方向?yàn)橥ㄐ偶夹g(shù)。

周 "紅（1998—），女，貴州人，碩士研究生，研究方向?yàn)槲㈦娋W(wǎng)逆變器控制。

龍 "歡（1999—），女，湖南益陽人，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動。

柳駿濤（2000—），男，湖南岳陽人，碩士研究生，研究方向?yàn)椴⒕W(wǎng)逆變器。