應(yīng)用于WIFI 或BLE 接收機(jī)可重構(gòu)有源RC 濾波器設(shè)計(jì)

宋東蔚

（上海電力大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，上海 200120）

自WIFI 和藍(lán)牙技術(shù)發(fā)明以來，其應(yīng)用價(jià)值和商業(yè)價(jià)值被行業(yè)廣泛認(rèn)可[1-2]，幾乎所有移動(dòng)便攜設(shè)備、智能家居和大多數(shù)室內(nèi)環(huán)境都采用了WIFI 或藍(lán)牙技術(shù)。這兩種技術(shù)遵循各自的協(xié)議規(guī)范，對芯片有不同的要求[3-5]。為拓寬芯片功能，節(jié)省芯片面積，設(shè)計(jì)可根據(jù)不同場景進(jìn)行模式切換的芯片具有重要的意義。文中基于最新的WIFI 以及藍(lán)牙協(xié)議[6]，設(shè)計(jì)一種可重構(gòu)的有源RC 濾波器[7]，根據(jù)應(yīng)用場景的不同，該濾波器能在低通和復(fù)數(shù)帶通兩種模式進(jìn)行切換，以同時(shí)適用于WIFI/BLE（低功耗藍(lán)牙）傳輸協(xié)議。WIFI模式下，低通濾波器最大帶寬可達(dá)80 MHz；BLE 模式下，復(fù)數(shù)帶通濾波器中心頻率為1 MHz 或者2 MHz。

1 濾波器的電路架構(gòu)

1.1 RX/TX架構(gòu)

濾波器是具有零中頻接收機(jī)架構(gòu)[8-9]的核心模塊之一，文中將跨導(dǎo)放大器（TIA）以及可編程增益放大器（PGA）合并于濾波器模塊。RX/TX 架構(gòu)框圖如圖1 所示，模擬到數(shù)字的輸入信號正常運(yùn)行時(shí)的功率為14 dBm，從天線到基帶的動(dòng)態(tài)范圍是0～78 dB，大部分增益由中頻電路提供。該設(shè)計(jì)中，低噪聲放大器提供0～24 dB 的增益動(dòng)態(tài)范圍，無源混頻器以及跨導(dǎo)放大器TIA 的動(dòng)態(tài)范圍為0～30 dB。濾波器提供增益動(dòng)態(tài)范圍為0～24 dB。濾波器在LPF低通模式和CBPF復(fù)數(shù)帶通模式下切換，以適用不同場景。

圖1 RX/TX架構(gòu)框圖

1.2 濾波器架構(gòu)

文中采用RLC 梯形濾波器綜合方法設(shè)計(jì)，在40 nm CMOS 工藝中，電阻和金屬電容隨溫度和工藝變化的誤差約為±20%。與級聯(lián)濾波器相比，RLC 梯形濾波器綜合該方法對組件失配不太敏感且適用于高精度濾波器。梯形濾波器的合成方法是將無源濾波器的節(jié)點(diǎn)電壓-電流關(guān)系轉(zhuǎn)換為跳躍結(jié)構(gòu)，然后通過積分器和加法器將其轉(zhuǎn)換為有源濾波器。這種結(jié)構(gòu)的濾波器易于實(shí)現(xiàn)，即使無源器件的值改變，頻率特性也相對穩(wěn)定。

由于正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)可以容忍非均勻的群延遲響應(yīng)，且切比雪夫?yàn)V波器相比巴特沃斯濾波器擁有更好的阻帶抑制[10-11]，繼而需要更少的階數(shù)，所以切比雪夫?yàn)V波器更適用于WIFI6 協(xié)議。而三階巴特沃斯就可以滿足藍(lán)牙協(xié)議對接收機(jī)的要求。Gm-C 濾波器與有源RC 濾波器相比[12]，前者為開環(huán)的，可以獲得更高的頻率和更低的功耗，但線性性能會嚴(yán)重退化，不滿足WIFI 協(xié)議的要求。

最終設(shè)計(jì)了如圖2 所示的基于梯形無源濾波器合成的接收基帶有源RC 濾波器，其具有針對不同模式的可重構(gòu)架構(gòu)。其中第一級為運(yùn)算放大器（OP）及其反饋網(wǎng)絡(luò)R1/C1形成的TIA。第二級為二階/四階濾波器，第三級通過調(diào)節(jié)R6/R7的比值形成PGA，并通過C8為濾波器提供一個(gè)有效極點(diǎn)。它可以作為五階低通濾波器，也可以通過電阻耦合成復(fù)數(shù)帶通濾波器，以支持BLE 接收模式。在WIFI 模式下，SW1關(guān)閉、SW2 打開，耦合電阻斷開，濾波器變成一階TIA 級聯(lián)五階切比雪夫I 型低通濾波器。在BLE 模式下工作時(shí)，SW1 打開、SW2 關(guān)閉，耦合電阻導(dǎo)通，濾波器變成三階巴特沃斯復(fù)數(shù)帶通濾波器并根據(jù)通帶需求，其中心頻率可通過R8、R9、R10調(diào)節(jié)。

圖2 可重構(gòu)三階/五階濾波器

考慮到電流模結(jié)構(gòu)MIXER+TIA 提供的極點(diǎn)對溫度、工藝敏感度過高，很容易惡化整體的帶寬精度以及通帶平坦度，所以將的TIA 極點(diǎn)放在帶外，以減少運(yùn)放高頻性能不夠的影響，并通過PGA 實(shí)現(xiàn)可變增益。通過合理的電容與電阻陣列設(shè)置，WIFI 模式 帶寬為10、20、40、80 MHz 可調(diào)，BLE 模式包含兩種通帶，分別為1 MHz 中心頻率、1.2 MHz 帶寬以及2 MHz 中心頻率、2.4 MHz 帶寬。

2 核心電路設(shè)計(jì)

2.1 新型運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)所采用的全差分運(yùn)算放大器如圖3 所示，與一般采用的密勒補(bǔ)償?shù)姆绞絹肀ＷC環(huán)路穩(wěn)定性的運(yùn)放不同，該結(jié)構(gòu)在此基礎(chǔ)上采用了前饋補(bǔ)償技術(shù)，通過引入額外的零極點(diǎn)以拓寬運(yùn)放的帶寬。

圖3 新型運(yùn)算放大器原理圖

由圖3（a）可知，設(shè)計(jì)的OTA 采用二級放大結(jié)構(gòu)，密勒補(bǔ)償通過主次極點(diǎn)分離的方式增加相位裕度保證環(huán)路穩(wěn)定性，此時(shí)主極點(diǎn)位于低頻處，嚴(yán)重限制了運(yùn)算放大器的帶寬。

文中采用反饋補(bǔ)償與前饋補(bǔ)償相結(jié)合的方式，其中R1、R2、C1、C2表示前饋電容與電阻，R3、R4、C3、C4表示反饋電容與電阻；第一級放大電路采用五管差分結(jié)構(gòu)，包括晶體管M0-M4，第二級放大電路采用共源放大結(jié)構(gòu)，包括晶體管M5-M8；放大器的等效簡化交流小信號模型如圖3（b）所示。

在圖3（b）中，gm1、gm6為晶體管M5、M6的跨導(dǎo)值，C3表示第一級的寄生電容，C4表示第二級的負(fù)載電容和寄生電容的總和。R3是從節(jié)點(diǎn)“va”看到的電阻，它等于M1與M3阻抗的并聯(lián)，即rol//ro3。電阻R3代表放大器的輸出電阻，等于ro5//ro6。在節(jié)點(diǎn)“va”和節(jié)點(diǎn)“out”使用基爾霍夫電流定律，可以得到如下電流守恒方程（1）和（2）：

忽略第一級管子的寄生電容，通過前饋補(bǔ)償技術(shù)的引入，此時(shí)電路的零極點(diǎn)可分別表示為：

由式（3）可以看出，在固定R3、C3值的情況下，兩個(gè)零點(diǎn)的位置由前饋支路中的R1以及C1決定，通過合理調(diào)節(jié)零點(diǎn)的大小可以抵消上式中的兩個(gè)極點(diǎn)對幅頻及相頻響應(yīng)所帶來的影響，在保證電路穩(wěn)定性的同時(shí)實(shí)現(xiàn)帶寬的拓展。

2.2 PTAT電流基準(zhǔn)產(chǎn)生電路設(shè)計(jì)

由于運(yùn)算放大器受到溫度的影響，核心管gm 以及輸出阻抗都會發(fā)生變化，繼而影響運(yùn)放和濾波器的增益和帶寬。為減少溫度對運(yùn)放的影響，濾波器所用的運(yùn)放都采用正溫度系數(shù)的PTAT 電流。PTAT電流由帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生，電路如圖4 所示。

圖4 PTAT電流基準(zhǔn)產(chǎn)生電路

2.3 片內(nèi)帶寬自動(dòng)校準(zhǔn)技術(shù)

隨著PVT 的變化及寄生參數(shù)的影響，電容和電阻值會有一些偏差。為了將濾波器切換到期望的截止頻率，需要設(shè)計(jì)片內(nèi)自動(dòng)校準(zhǔn)電路。將電容設(shè)為7 bit 的電容陣列，通過確定電容的控制位來調(diào)整帶寬。為校準(zhǔn)出電路需要的控制位，校準(zhǔn)電路包含一個(gè)555 定時(shí)器，其可以作為脈沖產(chǎn)生器，產(chǎn)生頻率與電阻電容乘積相關(guān)的脈沖，將電容設(shè)為濾波器電容陣列，對電阻與濾波器的電阻進(jìn)行尺寸匹配。該脈沖經(jīng)過分頻處理與參考頻率進(jìn)行頻率對比，結(jié)果通過數(shù)字控制邏輯改變電容陣列的控制字增大或減小電容，繼而改變脈沖頻率，以上完成一次檢測然后重復(fù)校準(zhǔn)流程直至控制字最后收斂，控制邏輯采用二分法。RC的乘積可在不同PVT 下保持一致，由于濾波器的極點(diǎn)由RC的乘積決定，通過以上校準(zhǔn)方法可以成功校準(zhǔn)濾波器的帶寬。

3 濾波器整體電路版圖后仿真

所提出的濾波器使用1.8 V電源，并基于smic40 nm工藝設(shè)計(jì)。兩路濾波器核心電路面積為0.92×0.82 mm2。每一路由六個(gè)運(yùn)放構(gòu)成，包含一個(gè)TIA 和一個(gè)與PGA 串聯(lián)而成的五階切比雪夫?yàn)V波器。該濾波器的關(guān)鍵性能如表1 所示。

表1 濾波器關(guān)鍵性能

WIFI 模式帶寬自動(dòng)校準(zhǔn)后頻率響應(yīng)如圖5 所示。濾波器的帶寬為10、20、40、80 MHz，其擁有出色的相鄰信道抑制：-36dB@160 MHz（80 MHz 帶寬）。

圖5 WIFI模式頻率響應(yīng)

BLE 模式頻率響應(yīng)如圖6 所示，IQ 兩路通過耦合電阻連接起來，進(jìn)行頻譜搬移，濾波器典型中心頻率為1 MHz、2 MHz，典型帶寬為1.2 MHz、2.4 MHz，鏡像抑制能力大于30 dB。

圖6 BLE模式頻率響應(yīng)

濾波器的增益通過改變PGA 的輸入電阻R6進(jìn)行調(diào)節(jié)，增益范圍為0～24 dB，3 dB/steb。為節(jié)省功耗，運(yùn)放的電流隨著濾波器帶寬進(jìn)行調(diào)整，對于10 MHz帶寬以及BLE 模式這種對運(yùn)放速度要求相對不高的場景，單個(gè)運(yùn)算放大器的功耗為330 μA，對于80 MHz的寬帶模式，運(yùn)放的功耗達(dá)到1 mA，采用新型補(bǔ)償技術(shù)的運(yùn)放在寬帶模式下的增益以及相位如圖7所示。

圖7 運(yùn)放的頻率響應(yīng)

可以看出，相較于傳統(tǒng)的米勒補(bǔ)償運(yùn)放，帶寬增大了6 倍，達(dá)到9 MHz，并且在80 MHz 頻率下，仍有46.71 dB 的增益，同時(shí)相位裕度為64°。這使得運(yùn)放保證穩(wěn)定性的同時(shí)，在整個(gè)帶內(nèi)，能為有源濾波器提供足夠大的增益。

通過表2 與過去提出的濾波器的特性進(jìn)行比較，可以看出文中所提出的有源濾波器實(shí)現(xiàn)了更大的帶寬（80 MHz），基于40 nm 工藝以及新型運(yùn)算放大器技術(shù)的設(shè)計(jì)，有效地減少了電流消耗與芯片面積。

表2 與相似濾波器的比較

4 結(jié)論

文中提出一種用于WIFI/BLE 接收機(jī)可重構(gòu)的有源濾波器。其可在五階切比雪夫?yàn)V波器和三階復(fù)數(shù)帶通濾波器之間進(jìn)行切換，增益帶寬調(diào)節(jié)方便，適用于不同的場景，有效拓展了接收機(jī)的功能性。采用前饋補(bǔ)償技術(shù)的新型運(yùn)算大器，在不犧牲穩(wěn)定性的同時(shí)，大幅拓寬了運(yùn)放的帶寬，改善運(yùn)放的高頻性能，使得Active-RC 濾波器也可用于寬帶濾波器，因而同時(shí)獲得高線性度的優(yōu)點(diǎn)。此外，文中提出的濾波器具有更大的帶寬（80 MHz），且其功耗可隨帶寬和模式改變，通過使用PTAT 電流和RC校準(zhǔn)電路，該濾波器在低功耗的同時(shí)，在不同工藝角和環(huán)境下，保證了帶寬和通帶平坦度的一致性。