基于副邊解耦極板的電容式無線電能傳輸系統(tǒng)拾取端失諧評(píng)估

周 瑋，鄭宇鋒，陳澤林，李志強(qiáng)，易云天，麥瑞坤

（西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川省 成都市 611756）

0 引言

電容式無線電能傳輸（capacitive wireless power transfer，CWPT）技術(shù)是一種利用金屬極板間的電場作為傳輸介質(zhì)的無線電能傳輸（wireless power transfer，WPT）技術(shù)［1-3］。作為WPT 技術(shù)的重要形式，CWPT 系統(tǒng)具有諸如小型化、重量輕、形狀靈活和渦流損耗低的特性［4-5］。近年來，學(xué)者們將CWPT 技術(shù)的應(yīng)用場景拓展到生物植入設(shè)備［6］、水下設(shè)備［7］、電動(dòng)汽車［8-9］以及軌道交通等方面［10-11］。

日趨復(fù)雜的應(yīng)用場景，也對(duì)WPT 系統(tǒng)的穩(wěn)定性提出了更高的要求。然而，原副邊耦合機(jī)構(gòu)偏位、元件參數(shù)誤差和溫漂效應(yīng)等都將引起系統(tǒng)失諧，導(dǎo)致系統(tǒng)輸出功率波動(dòng)、傳輸效率下降［12-14］。此外，由于CWPT 系統(tǒng)工作頻率較高，致使整流器輸入阻抗的虛部值不能夠再被忽略，且該阻抗虛部值受負(fù)載與整流器直流側(cè)電壓的影響而變化，這將給CWPT系統(tǒng)的諧振穩(wěn)定帶來挑戰(zhàn)［15-16］。

為確保CWPT 系統(tǒng)在參數(shù)變化時(shí)能夠及時(shí)調(diào)整恢復(fù)至諧振狀態(tài)，必須對(duì)系統(tǒng)的失諧程度進(jìn)行評(píng)估。對(duì)于系統(tǒng)發(fā)射端回路來說，在保持拾取端回路諧振的前提下，存在多種失諧評(píng)估方式，且評(píng)估所需的電參量均可被直接觀測得到。然而，對(duì)于系統(tǒng)拾取端回路來說，由于拾取端的感應(yīng)電壓難以被直接觀測到，故無法簡單地通過測量感應(yīng)電壓和拾取端回路電流的相位差來評(píng)估拾取端回路的失諧程度。綜上所述，拾取端回路失諧程度的評(píng)估是判斷CWPT 系統(tǒng)諧振狀態(tài)的前提和難點(diǎn)。

當(dāng)前，國內(nèi)外關(guān)于CWPT 系統(tǒng)失諧程度評(píng)估的研究較少。由于電感式無線電能傳輸（inductive wireless power transfer，IWPT）技術(shù)與CWPT 技術(shù)具有對(duì)偶性［17］，關(guān)于IWPT 系統(tǒng)失諧程度的評(píng)估方法對(duì)CWPT 系統(tǒng)同樣具有參考意義。文獻(xiàn)［18］提出一種基于負(fù)載電流的系統(tǒng)諧振評(píng)估方法，該方法通過調(diào)節(jié)系統(tǒng)工作頻率來保持發(fā)射端諧振，進(jìn)而檢測負(fù)載電流來判斷拾取端回路的諧振狀態(tài)。然而，該方法僅能得知回路是否失諧，無法對(duì)失諧程度進(jìn)行評(píng)估。文獻(xiàn)［19］提出一種系統(tǒng)感性參數(shù)識(shí)別的方法，該方法僅依靠采樣電壓和采樣電流的有效值實(shí)現(xiàn)。然而，由于該方法要求每次在系統(tǒng)失諧評(píng)估前先斷開拾取端回路，無法適用于需要對(duì)參數(shù)進(jìn)行實(shí)時(shí)檢測的場景。文獻(xiàn)［20］針對(duì)IWPT 系統(tǒng)提出一種基于原邊解耦線圈的拾取端電流檢測方法，類似的方法也應(yīng)用于雙向IWPT 系統(tǒng)的原副邊信號(hào)同步中［21］。但該方法難以適用于CWPT 系統(tǒng)，一方面是由于目前關(guān)于電容式解耦型耦合機(jī)構(gòu)的研究較少，另一方面是由于CWPT 系統(tǒng)的特性，整流器輸入阻抗的虛部值將對(duì)拾取端失諧程度的評(píng)估造成干擾。

綜上，本文針對(duì)拾取端回路的失諧程度評(píng)估，分析并提出了一種間接測量拾取端感應(yīng)電壓、評(píng)估拾取端回路失諧程度的CWPT 系統(tǒng)。本文主要?jiǎng)?chuàng)新點(diǎn)如下：1）針對(duì)CWPT 系統(tǒng)的拾取端感應(yīng)電壓，提出一種間接觀測其相位信息的副邊解耦型耦合機(jī)構(gòu)；2）在考慮理想模型誤差和測量誤差的情況下，提出拾取端回路失諧程度的評(píng)估校正方法。依據(jù)系統(tǒng)建模與分析、副邊解耦型電容式耦合機(jī)構(gòu)分析、檢測電路與誤差校正，最終搭建了帶有副邊解耦極板的CWPT 系統(tǒng)原理樣機(jī)，驗(yàn)證本文的設(shè)計(jì)與分析。

1 系統(tǒng)建模與分析

如圖1 所示，本文提出的CWPT 系統(tǒng)由直流電源、逆變器、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、耦合機(jī)構(gòu)、整流器、負(fù)載和檢測校正系統(tǒng)幾部分共同構(gòu)成。圖中：耦合機(jī)構(gòu)為三端口網(wǎng)絡(luò)，端口電壓分別為U?1、U?2和U?3，端口電流分別為I?1、I?2和I?3。極板P1、P2與外接電容Cex1組成發(fā)射端；極板P3、P4與外接電容Cex2組成拾取端；極板P5、P6與外接電容Cex3組成檢測端。系統(tǒng)檢測端保持開路，發(fā)射端采用由電感L1a、L1b及電容C1組成的LCL 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，拾取端采用由補(bǔ)償電感L2組成的串聯(lián)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。負(fù)載電阻為RL，系統(tǒng)的輸入電壓為Edc，輸出電壓與電流分別為UR和IR。

考慮每兩個(gè)極板間均存在耦合電容，用Cij表示（1≤i

根據(jù)文獻(xiàn)［22］中所描述的基于Z 參數(shù)的多端口電容式耦合機(jī)構(gòu)的一般電容模型，對(duì)本耦合機(jī)構(gòu)進(jìn)行建模，利用耦合電容參數(shù)Cij，可得各端口電壓、電流關(guān)系如式（1）所示。

式中：ω為角速度；和分別為發(fā)射端、拾取端和檢測端的端口自電容；和分別為“發(fā)射端-拾取端”“發(fā)射端-檢測端”和“拾取端-檢測端”的端口間互電容。檢測端由于保持開路，則電流I?3=0。

根據(jù)式（1）可得耦合機(jī)構(gòu)的端口電壓表達(dá)式如下：

即端口i的端口電壓U?i可視為由兩部分組成，第1部分為回路電流I?i流經(jīng)自電容所形成的電壓，第2 部分為其余端口回路電流I?j基于互電容在端口i上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓（i，j≤3）。定義端口i上由回路電流I?j產(chǎn)生的感應(yīng)電壓為：

即端口i與端口j的互電容值越大，由此產(chǎn)生的感應(yīng)電壓U?ij則越小，耦合強(qiáng)度越弱，即端口間的耦合強(qiáng)度與其基于Z 參數(shù)的互電容值成負(fù)相關(guān)。

由式（1）—式（3）可得本CWPT 系統(tǒng)的簡化等效電路如附錄A 圖A1 所示。圖中：Uinv為逆變器等效交流電源；Zrec為整流器等效輸入阻抗。補(bǔ)償電感L1a、L1b、L2與電容C1以及端口自電容的諧振關(guān)系為：

依據(jù)回路阻抗關(guān)系可知，在拾取端回路中，感應(yīng)電壓U?21與回路電流I?2間的相位差能夠用以反映拾取極板所在回路的失諧程度。當(dāng)拾取端為串聯(lián)補(bǔ)償拓?fù)鋾r(shí)，U?21與I?2間的相位差所反映的失諧程度即為系統(tǒng)拾取端的失諧程度；若拾取端采用LCL 等高階補(bǔ)償拓?fù)?，則U?21與I?2間的相位差仍可判定拾取極板所在回路的諧振狀態(tài)，這一功能與CWPT 系統(tǒng)原副邊的補(bǔ)償拓?fù)錈o關(guān)。然而，受端口自電容CZ2的影響，端口電壓U?2并不能準(zhǔn)確表達(dá)感應(yīng)電壓U?21的相位信息，故僅依靠直接觀測得的電參量難以實(shí)現(xiàn)對(duì)回路失諧程度的評(píng)估。同時(shí)，觀察檢測端的端口電壓U?3可得：

故式（5）可以改寫為：

對(duì)比U?21的表達(dá)式和式（7）可發(fā)現(xiàn)，此時(shí)U?21與U?3具有相同的相位，均相比于I?1滯后π/2，故可以通過檢測端口電壓U?3間接獲得拾取端感應(yīng)電壓U?21的相位信息。進(jìn)而，利用電壓U?3與電流I?2之間的相位差來判斷系統(tǒng)拾取端諧振狀態(tài)。定義端口電壓U?3與回路電流I?2的相位差為φ，則有：

理想情況下，整流器等效輸入阻抗為純電阻Rrec：

對(duì)系統(tǒng)拾取端回路的阻抗關(guān)系及電壓、電流相位關(guān)系分析詳見附錄A 圖A2。圖中：Xs為拾取端回路的失諧電抗，可見失諧電抗Xs與整流器輸入電阻Rrec的阻抗角即為電壓U?3與電流I?2的相位差φ。從而，可推導(dǎo)得到拾取端回路電抗jXs如式（10）所示。

通過對(duì)失諧電抗的計(jì)算，能獲知CWPT 系統(tǒng)拾取端回路的失諧性質(zhì)及與回路失諧程度。因此，可將失諧電抗jXs作為CWPT 系統(tǒng)拾取端回路失諧程度的評(píng)估標(biāo)尺。

2 副邊解耦型電容式耦合機(jī)構(gòu)

同時(shí)，為保證檢測端極板始終與發(fā)射端極板保持耦合，設(shè)計(jì)發(fā)射端極板由一對(duì)“L”型極板P1、P2以互補(bǔ)形式拼接置于系統(tǒng)原邊，如圖2（a）所示；發(fā)射端極板縱向部分分別正對(duì)于拾取端極板P3、P4，橫向延伸出的部分則分別正對(duì)于檢測端極板P5、P6，如圖2（b）所示。各極板的具體尺寸參數(shù)如表1 所示。表中：w1、w2、w3分別為發(fā)射端、拾取端、檢測端極板的寬度。

表1 耦合機(jī)構(gòu)尺寸參數(shù)Table 1 Geometric dimension parameters of coupler

圖2 副邊解耦型電容式耦合機(jī)構(gòu)Fig.2 Structure of secondary-side decoupled capacitive coupler

基于ANSYS Maxwell 搭建耦合機(jī)構(gòu)模型并進(jìn)行仿真分析，得到不同偏位方向、各端口間的互電容值隨副邊極板偏位增加的變化曲線，如附錄A 圖A4所示。

綜上所述，本文所提出的耦合機(jī)構(gòu)在一定偏位范圍內(nèi)，能夠滿足副邊極板的解耦需求，實(shí)現(xiàn)對(duì)拾取端感應(yīng)電壓的獲取，并且該偏位范圍受檢測端極板的尺寸限制。

3 檢測電路與誤差校正

3.1 檢測電路

由于當(dāng)前電壓和電流霍爾元件的帶寬均小于500 kHz，在CWPT 系統(tǒng)較高的工作頻率下難以實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的完整采樣。為完整采集檢測端電壓U?3與回路電流I?2，以準(zhǔn)確得到其相位差，本文設(shè)計(jì)檢測電路共包含電壓檢測、電流檢測、相位差檢測三部分，如圖3 所示。圖中：OPA 為運(yùn)算放大器；CLK 為時(shí)鐘；PR 為復(fù)位；～表示取非，當(dāng)輸入信號(hào)為低壓時(shí)，引腳功能起作用，否則只在高壓時(shí)起作用。首先，對(duì)于電壓檢測電路，先將多個(gè)容值相等的分電容串聯(lián)組成電容陣列，再并聯(lián)在檢測端作為補(bǔ)償電容Cex3。隨后，將電壓跟隨電路的輸入端反并聯(lián)在其中一個(gè)分電容的兩端，以獲取與檢測端電壓U?3反相的信號(hào)，利用電壓跟隨電路對(duì)反相信號(hào)進(jìn)行采樣，得到采樣信號(hào)。同時(shí)，利用電壓跟隨電路輸入阻抗無窮大的特性，可減小后級(jí)檢測電路對(duì)分電容容值的干擾。進(jìn)而，將采樣信號(hào)傳輸至過零比較電路，并轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的方波信號(hào)。類似地，在電流檢測電路中，利用電流互感器對(duì)拾取端電流I?2進(jìn)行采樣，獲得電流采樣信號(hào)，并傳輸至過零比較電路進(jìn)一步轉(zhuǎn)換為相位相同的方波信號(hào)。由此，各電壓、電流信號(hào)的相位關(guān)系變換如附錄A 圖A5所示。

圖3 失諧程度檢測電路Fig.3 Detection circuit of detuning state

相位差檢測電路則由兩個(gè)D 觸發(fā)器構(gòu)成，輸出占空比為δ的方波信號(hào)，其受電流方波信號(hào)的上升沿觸發(fā)開始和電壓方波信號(hào)的上升沿觸發(fā)結(jié)束，故可由該方波信號(hào)的占空比δ得到端口電壓U?3與回路電流I?2的相位關(guān)系。由附錄A 圖A5 可知，在理想情況下，若端口電壓U?3與回路電流I?2同相位，即拾取端回路處于諧振狀態(tài)，則占空比δ=50%；若端口電壓U?3滯后于回路電流I?2，即拾取端回路呈容性失諧，則50%<δ<75%；若端口電壓U?3超前于回路電流I?2，即拾取端回路呈感性失諧，則25%<δ<50%。故可推導(dǎo)得到電壓U?3與電流I?2的相位差φ為：

當(dāng)拾取端回路呈容性失諧時(shí)，-π/2<φ<0；當(dāng)拾取端回路呈感性失諧時(shí)，0<φ<π/2。

3.2 誤差校正

為使得檢測、評(píng)估的結(jié)果更接近系統(tǒng)運(yùn)行的真實(shí)情況，需考慮系統(tǒng)在實(shí)際工作中與理想情況下的誤差，主要包括：整流器等效輸入阻抗誤差、檢測端電壓U?3和拾取端感應(yīng)電壓U?21間的相位差以及采樣電路的滯后誤差。其具體分析如下：

1）整流器輸入阻抗誤差。由于系統(tǒng)工作在較高的頻率下，全橋整流器的輸入阻抗不再為純電阻，其虛部值不再能夠忽略且大小受二極管參數(shù)、負(fù)載電阻和整流器直流側(cè)電壓的影響。整流器輸入阻抗的實(shí)際值難以測量或簡單通過整流器輸入、輸出電壓、電流推算得到。

利用Advanced Design System 仿真軟件，搭建基于SiC 二極管SCS310 的全橋整流器模型，并在負(fù)載RL為50～100 Ω、直流側(cè)電壓UR為10～50 V 條件下進(jìn)行仿真，得到整流器等效輸入阻抗中的實(shí)部值和虛部值如附錄A 圖A6 所示。仿真結(jié)果表明，在500 kHz 的工作頻率下，全橋整流器等效輸入阻抗的虛部為負(fù)值，并且比較發(fā)現(xiàn)該虛部值與實(shí)部值具有相同數(shù)量級(jí)，同時(shí)實(shí)部值也不滿足式（9）所示的理論計(jì)算值。因此，設(shè)高頻條件下該全橋整流器等效輸入阻抗為：

2）電壓U?3和U?21的相位誤差。由式（5）可知，當(dāng)拾取端極板與檢測端極板解耦非理想時(shí)，感應(yīng)電壓U?32將造成端口電壓U?3與感應(yīng)電壓U?21間存在相位誤差Δα，其具體相位關(guān)系如附錄A 圖A7 所示。以電流I?1相位為基準(zhǔn)，α21為電壓U?21的相位角，α31為電壓U?3的相位角。

根據(jù)拾取端回路阻抗關(guān)系和式（3）、式（10），可得拾取端電流I?2為：

將式（13）代入式（5）可得：

定義端口電壓U?3與電流間I?1的等效阻抗為：

可得端口電壓U?3與感應(yīng)電壓U?21間的相位差Δα為：

由式（15）和式（16）可知，當(dāng)耦合機(jī)構(gòu)尺寸參數(shù)確定后，其互電容也隨之固定。因此，端口電壓U?3與感應(yīng)電壓U?21間的相位差Δα可通過Zrec的仿真值和jXs的測量值計(jì)算得出。然而，在系統(tǒng)初始工作時(shí)，尚未完成對(duì)jXs的第1 次測量，故可在控制器中設(shè)失諧電抗的初值jXs（0）=0，計(jì)算得此時(shí)相位誤差Δα（0），并對(duì)檢測電路所得測量值進(jìn)行補(bǔ)償，由此計(jì)算得失諧電抗的測量值jXs（i），進(jìn)而繼續(xù)將jXs（i）代回式（15）和式（16）計(jì)算得相位誤差Δα（i），最終通過多次迭代計(jì)算將失諧電抗的測量值誤差限制在預(yù)設(shè)精度之內(nèi)。該迭代計(jì)算流程具體如圖4 所示。

圖4 相位差誤差迭代校正流程圖Fig.4 Flow chart of iterative correction of phase difference error

3）采樣電路滯后。如附錄A 圖A8 所示，檢測端電壓U?3經(jīng)過采樣并轉(zhuǎn)換為方波信號(hào)的過程中，信號(hào)從元器件輸入到輸出間存在滯后。該滯后時(shí)間僅與元器件的外圍電路參數(shù)和元器件工作環(huán)境溫度有關(guān)，其具體數(shù)值可從相應(yīng)元器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲知。設(shè)電壓采樣和轉(zhuǎn)換的滯后時(shí)間分別為和；類似地，方波信號(hào)也滯后于電流I?2，設(shè)電流采樣和轉(zhuǎn)換的滯后時(shí)間分別為和。

由于采樣方式、所用器件的不同，電壓、電流的采樣滯后時(shí)間也不相同，設(shè)對(duì)方波信號(hào)造成的占空比誤差為Δδ，則

式中：T為系統(tǒng)工作周期。

綜上所述，經(jīng)校正后拾取端回路失諧電抗jX*s的表達(dá)式可由式（10）修改為：

4 實(shí)驗(yàn)分析

4.1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

由于整流器輸入阻抗的實(shí)際值和系統(tǒng)拾取端失諧電抗實(shí)際值難以測量得到，為驗(yàn)證所提出的系統(tǒng)拾取端失諧評(píng)估方法的有效性和準(zhǔn)確性，設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)如附錄A 圖A9 所示。先將拾取端回路調(diào)整至諧振狀態(tài)，再在拾取端串聯(lián)已知感值的電感或已知容值的電容，以分別模擬拾取端回路諧振、感性失諧和容性失諧3 種諧振狀態(tài)。

根據(jù)所設(shè)計(jì)的CWPT 系統(tǒng)搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如附錄A 圖A10 所示。利用印刷在印制電路板（printed circuit board，PCB）上的銅箔作為耦合機(jī)構(gòu)的極板，并能確保同側(cè)極板保持在同一平面上。利用高壓陶瓷電容作為發(fā)射端和拾取端的外接電容Cex1、Cex2。檢測端的外接電容Cex3則由薄膜電容串并聯(lián)陣列構(gòu)成，以便對(duì)端口電壓U?3實(shí)現(xiàn)分壓，達(dá)到檢測電路的輸入電壓范圍。補(bǔ)償電容C1也由薄膜電容組構(gòu)成。補(bǔ)償電感由Litz 線纏繞在高頻硅鐵磁芯上構(gòu)成，高頻磁芯有利于提高電感的功率密度并減少Litz 線材的用量，有利于減小補(bǔ)償電感的體積，同時(shí)，也能夠減小電感電磁輻射和電感的參數(shù)敏感性。系統(tǒng)各參數(shù)值如表2 所示。表中：f為頻率；Ct為諧振電容。

表2 系統(tǒng)樣機(jī)的各項(xiàng)電路參數(shù)Table 2 Circuit parameters of system prototype

利用數(shù)字信號(hào)處理（digital signal processing，DSP）芯片產(chǎn)生頻率為500 kHz 的脈沖調(diào)制控制信號(hào)，對(duì)逆變器進(jìn)行控制。逆變器MOSFET 管的型號(hào)為C2M0080120D，整流器的SiC 二極管型號(hào)為SCS310。負(fù)載為滑動(dòng)變阻器，便于實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載值的調(diào)節(jié)。

檢測電路中，電壓跟隨器所用為OPA2810 雙電源、軌到軌運(yùn)算放大器；電流霍爾元件采用的是侵入式電流互感器PA1005；過零比較電路中比較器的型號(hào)為TLV3501；而作為相位差檢測的D 觸發(fā)器型號(hào)為74AC11074；最后，利用控制器STM32F403 對(duì)檢測數(shù)據(jù)進(jìn)行處理。

4.2 相位差檢測驗(yàn)證

當(dāng)系統(tǒng)工作頻率為500 kHz、負(fù)載RL=70 Ω、負(fù)載兩端電壓UR=30 V 時(shí)，在拾取端回路分別處于諧振、感性失諧、容性失諧3 種諧振狀態(tài)，測得發(fā)射端回路電流I?1、拾取端回路電流I?2、端口電壓U?3和相位差占空比δ的波形，如附錄A 圖A11 所示。

從圖中可以看出，在拾取端回路諧振、感性失諧和容性失諧時(shí)，電壓U?3的相角α31分別為-88.2°、-86.7°和-87.1°，相比于前文所分析的相比于I?1滯后π/2 的理論值，可知此時(shí)端口電壓U?3與感應(yīng)電壓U?21的實(shí)際相位誤差分別為1.8°、3.3°和2.9°。

同時(shí)，由附錄A 圖A11（a）中可看出，在拾取端諧振，回路無串聯(lián)外電抗時(shí)，電壓U?3仍滯后于電流I?2，可推得此時(shí)拾取端回路呈容性失諧，與前文整流器等效輸入電抗為負(fù)值的仿真結(jié)果分析相符合。

此外，由附錄A 圖A11 可觀測得在拾取端回路不同諧振狀態(tài)下，端口電壓U?3與回路電流I?2的相位差實(shí)際值分別為-9.56°、18.4°和-33.7°，而檢測電路測得的相位差占空比δ分別為53.45%、45.59%和60.52%，代入式（11）可計(jì)算得檢測電路所測得相位差測量值分別為-12.42°、15.87°和-37.87°，進(jìn)而可計(jì)算得相位差的測量值與實(shí)際值誤差分別為2.86°、2.53°和4.17°。這證明可通過檢測電路較為準(zhǔn)確地判別拾取端回路的諧振狀態(tài)，并在一定程度上反映出系統(tǒng)電壓U?3與電流I?2的相位差φ。

4.3 系統(tǒng)失諧評(píng)估

圖5 不同失諧情況下的拾取側(cè)串聯(lián)電抗的評(píng)估值Fig.5 Estimation value of series reactance at pickup loop under different detuning conditions

5 結(jié)語

本文提出了一種間接測量拾取端感應(yīng)電壓的三端口CWPT 系統(tǒng)?；赯 參數(shù)建立了多端口電容式耦合機(jī)構(gòu)的數(shù)學(xué)模型和等效電路，給出滿足感應(yīng)電壓間接測量的副邊極板耦合條件和拾取端失諧程度的評(píng)估模型?；隈詈蠗l件，提出一種副邊解耦型電容式耦合機(jī)構(gòu)，并針對(duì)該耦合機(jī)構(gòu)設(shè)計(jì)檢測電路。在考慮理想模型誤差和測量誤差情況下，提出了失諧程度的評(píng)估校正方法。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，本文提出的解耦型電容式耦合機(jī)構(gòu)能夠在不影響無線電能傳輸?shù)那闆r下，實(shí)現(xiàn)對(duì)拾取端感應(yīng)電壓相位信息的間接檢測。同時(shí)，完成對(duì)拾取端回路失諧程度的評(píng)估，實(shí)現(xiàn)當(dāng)拾取端回路諧振時(shí)，失諧程度評(píng)估值與實(shí)際值誤差不超過1 Ω；當(dāng)拾取端回路感性失諧和容性失諧時(shí)，評(píng)估值與實(shí)際值誤差分別低于2%和5%。本文所提方法僅針對(duì)耦合機(jī)構(gòu)所在環(huán)路的失諧問題，下一步可對(duì)其他環(huán)路的失諧狀態(tài)評(píng)估與調(diào)諧進(jìn)行研究。

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