基于順序旋轉(zhuǎn)饋電的Ka波段圓極化天線陣設(shè)計

韓宇南 ,譚惠文 ,程春悅 ,付寧 ,張文博 ,張鳳元

（1.北京化工大學(xué) 信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,北京 100029;2.北京無線電計量測試技術(shù)研究所,北京 100854)

微帶天線陣具有低剖面、重量輕、易制造和易共形安裝等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于飛行器、運載火箭和太空飛船等裝備的衛(wèi)星通信、遠控、定位和遙感系統(tǒng)。圓極化天線由于在其發(fā)射端和接收端之間具有較好的定向性的優(yōu)點，有助于克服傳播異常、多徑反射、地面反射和自旋效應(yīng)，并且減少雷達系統(tǒng)中的降雨影響,在裝備領(lǐng)域被廣泛使用［1-2］。

多單元微帶貼片天線陣列相對于單輻射元天線，可以獲得更好的圓極化軸比和增益，一直是研究的熱點。Huang［3］提出對于給定位置排列和相位順序的4 個線極化單元組成的2×2 天線陣列可以產(chǎn)生圓極化波。Jazi［4］對共電饋電網(wǎng)絡(luò)、連續(xù)旋轉(zhuǎn)共電饋電網(wǎng)絡(luò)和順序旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)進行了分析。對于順序旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)，平滑的饋線結(jié)構(gòu)減少了由于不連續(xù)性引起的輻射損耗，特殊的幾何對稱特點可以實現(xiàn)高階模的相消，提升極化純度，減少相互耦合效應(yīng)，提升了天線的軸比和帶寬。對于順序旋轉(zhuǎn)饋電技術(shù)，文獻［5］采用功分器、環(huán)形器和定向耦合器組成饋電網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，并且采用了屏蔽結(jié)構(gòu)，避免了不必要的電磁輻射。文獻［6］使用介質(zhì)集成波導(dǎo)（subsrate integrated wareguide,SIW）形式饋電網(wǎng)絡(luò)，極大地減少了插入損耗。文獻［7］在微帶饋電網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上再增加縫隙來實現(xiàn)口徑耦合，提高天線帶寬。文獻［8］為了減少不必要的輻射將饋線布置在基板底層，并且使用過孔饋電。

目前實現(xiàn)圓極化天線陣的構(gòu)造方式較復(fù)雜，在應(yīng)用方面受到一定限制。本文簡化了天線陣的饋電功分網(wǎng)絡(luò)，通過順序旋轉(zhuǎn)饋電功分技術(shù)實現(xiàn)了Ka波段寬帶圓極化16 單元微帶天線陣。該陣列以角截斷微帶貼片作為天線基本單元，以應(yīng)用順序旋轉(zhuǎn)饋電技術(shù)的4元陣列作為子陣，并再次對4元陣應(yīng)用順序旋轉(zhuǎn)技術(shù)，得到了高性能的16元陣列。

1 天線設(shè)計原理

1.1 天線基本輻射單元

圖1 為天線陣列基本輻射單元，采用對角線方向截平角的正方形貼片實現(xiàn)，饋電方式為微帶線邊緣單饋電。通過“微擾法”，把一個正方形貼片沿著對角線方向的角截去，并饋入單個信號可以實現(xiàn)天線輻射的圓極化特性。單饋電方式可以簡化饋電網(wǎng)絡(luò)構(gòu)造，減少饋電線路損耗［9-12］。

圖1 天線基本輻射單元結(jié)構(gòu)Fig.1 Configuration of the microstrip patch element for the antenna array

正方形微帶貼片的邊長a，可以通過諧振頻率和基板的參數(shù)計算。初始正方形微帶貼片的邊長a0為：

式中：fr為諧振頻率；εr為基板的相對介電常數(shù)；c0為真空中光速。

等效相對介電常數(shù)εreff為：

式中h為介質(zhì)基板的厚度。

由于邊緣效應(yīng)，計算貼片邊長修正余量Δa為：

正方形微帶貼片的實際邊長為：

1.2 順序旋轉(zhuǎn)饋電的4元饋電網(wǎng)絡(luò)

通過交替串并聯(lián)結(jié)構(gòu)饋電網(wǎng)絡(luò)饋電，實現(xiàn)1/4 波長順序螺旋饋電［3］，4元子陣列的平面圖如圖2所示。為了實現(xiàn)輻射對稱性，有效降低不理想的高階模，提升圓極化純度，將4個基本輻射單元通過順序旋轉(zhuǎn)饋電功分器網(wǎng)絡(luò)連接，形成4元天線子陣列。

圖2 基于順序旋轉(zhuǎn)饋電功分網(wǎng)絡(luò)的4元天線陣結(jié)構(gòu)Fig.2 Configuration of four-element antenna subarray based on sequential rotating feed power division network

交替串并聯(lián)結(jié)構(gòu)饋電功分網(wǎng)絡(luò)由7 段1/4 波長的微帶傳輸線構(gòu)成，這些傳輸線以順序旋轉(zhuǎn)的方式連接在一起，并且具有交替的并聯(lián)串聯(lián)結(jié)構(gòu)，形成具有一輸入端口四輸出端口的微波功分網(wǎng)絡(luò)。饋電網(wǎng)絡(luò)中所有的饋線的長度近似等于1/4 波長，但有著不同的特征阻抗。4 個輸出端口分別連接著各自對應(yīng)的天線輻射單元。

為了方便對圖2 所示的微波網(wǎng)絡(luò)進行分析，可以等效為如圖3所示電路原理圖。其中P0表示輸入功率，Pi(i=1,2,3,4)分別表示輸出端口i的輸出功率，Pin'、Pin''、Pin'''表示各節(jié)點除流向輻射單元外的功率，Zi(i=0,1,…,7)表示各段饋線的特征阻抗。

圖3 交替串并聯(lián)結(jié)構(gòu)饋電功分網(wǎng)絡(luò)等效電路原理Fig.3 Equivalent circuit of the alternately series-parallel power divider feeding network

饋電功分網(wǎng)絡(luò)保證了4 個端口輸出相同功率的基礎(chǔ)上，在每2 個順序輸出端口之間產(chǎn)生90°的相移，且保證總體天線子陣列的輸入阻抗Z0=50 Ω。饋電網(wǎng)絡(luò)輸出端口之間所滿足的功率關(guān)系為：

根據(jù)各節(jié)點的輸入輸出功率關(guān)系，各段饋線的特性阻抗可通過功分器阻抗公式計算為［11］：

1.3 順序旋轉(zhuǎn)饋電的16元天線陣

經(jīng)過對天線基本單元和天線4 元子陣列的分析，初步獲得了性能良好的天線4 元陣列。在此基礎(chǔ)上，將4個4元子陣列通過饋線連接，形成16元陣列，進一步加強天線性能指標(biāo)。構(gòu)成的16元陣列使天線的帶寬和軸比指標(biāo)得到了進一步提升。天線陣列平面圖如圖4所示。

圖4 基于順序旋轉(zhuǎn)饋電功分網(wǎng)絡(luò)的16元天線陣結(jié)構(gòu)Fig.4 Configuration of the sixteen elements antenna array based on sequential rotary feeding power divider network

16 元天線陣列的饋線網(wǎng)絡(luò)由共面波導(dǎo)至微帶線的過渡段、直線饋線Fi(i分別為0、ef、gh、e、f、g、h、eo、fo、go、ho)和反三角正切曲線饋線Tj(j分別為0、ef、gh、e、f、g、h)組成。反三角曲線饋線由TjX和TjY2個參數(shù)來決定。反三角曲線饋線中心線的曲線方程為：

饋線保證了每個子陣列之間輸入功率相同，并且相鄰子陣列間相位偏移180°。為了便于分析饋線功率關(guān)系，將天線陣列平面圖抽象為等效電路原理圖如圖5所示。其中P0表示輸入功率，Pi(i分別為ef、gh)代表i段饋線上的功率，Pj(j分別為e、f、g、h)代表饋線的輸出功率。各部分功率之間滿足關(guān)系為：

圖5 天線陣列饋線的功率分配等效電路原理Fig.5 Equivalent circuit of the feeding network for the an‐tenna array

結(jié)合各節(jié)點輸出功率關(guān)系，輸出饋線的特性阻抗可通過式(7)得出，進而可以求得饋線的寬度。類比2個等幅同向振子天線在半工作波長間距所得到的方向圖的方向性最理想，可知當(dāng)4 元子陣列兩兩相距半波長的整數(shù)倍時，整體天線矩陣得到的方向圖的方向性越好，以此得到饋線所滿足的幾何條件為：

式中：Ze和Zh為饋線Fe和Fh的寬度；n為正整數(shù)。

根據(jù)增加半個工作波長饋線輸入阻抗不變，可得饋線所滿足的周期條件。

對子陣列E、F、G、H：

對子陣列E、F：

對子陣列G、H：

對子陣列E(i=e,j=ef)、G(i=g,j=gh) ：

對子陣列F(i=f,j=ef)、H(i=h,j=gh) ：

式中n為正整數(shù)。

每個子陣列之間相位需相差180°，可得到饋線所滿足的相位條件為：

式中Le、Lf、Lg、Lh分別為饋線端到子陣列的總饋線長度。

2 天線設(shè)計與參數(shù)分析

為了驗證設(shè)計方法，在Rogers RT/duriod5880介質(zhì)基板（相對介電常數(shù)?r=2.2，損耗角正切 loss tanδ=0.000 9，厚度h=0.018 mm）上設(shè)計并制作了基于順序旋轉(zhuǎn)饋電的Ka波段圓極化天線16元陣列。

2.1 天線基本輻射單元設(shè)計

根據(jù)天線基本輻射單元的諧振頻率和貼片邊長的關(guān)系，通過式（1）～（4）計算，并使用全波三維電磁仿真軟件HFSS（high frequency structure simulation software）仿真和最優(yōu)化功能后，天線基本輻射單元的結(jié)構(gòu)參數(shù)包括：a為3.18 mm，t為0.59 mm，l1為1.03 mm，l2為1.3 mm、w為0.207 mm。

天線基本輻射單元的回波損耗曲線仿真結(jié)果如圖6 所示，其中S11為回波損耗。天線基本輻射單元在30 GHz頻點處的S11值為-12.92 dB，S11＜-10 dB的絕對帶寬為2.35 GHz (相對帶寬為7.83%)，2個諧振點分別位于29.2 GHz和30.6 GHz。天線基本輻射單元邊長近似等于工作波長的一半，當(dāng)天線邊長以0.04 mm為步長，從3.1 mm增加到3.22 mm時，如圖6所示，諧振頻率逐步降低，回波損耗曲線整體向低頻方向移動。

圖6 天線基本輻射單元的S11仿真曲線Fig.6 Reflection coefficient of the antenna element S11

天線基本輻射單元在最大輻射方向的圓極化軸比與切角長度的關(guān)系曲線如圖7所示。隨著切角長度的增加，天線在最大輻射方向上的軸比先減小，后增大。切角長度的相對值t/a在0.17～0.26時，軸比小于3。

圖7 最大輻射方向上軸比和切角的關(guān)系曲線Fig.7 Axial ratio and truncated length relationship in the direction of maximum radiation for the antenna ele‐ment

2.2 4元子陣列和饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

根據(jù)式（5）～（7），并結(jié)合HFSS 仿真和最優(yōu)化分析后，各段饋線的阻抗值、線寬、線長如表1 所示。天線4 元子陣列的回波損耗仿真曲線如圖8 所示。在26.79～32.45 GHz 頻段內(nèi)，回波損耗小于-10 dB，對應(yīng)的相對帶寬為18.87 %，比天線基本輻射單元的帶寬大大提升。

表1 4元子陣列饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)參數(shù)Table 1 Parameters of the four elements subarray

圖8 4元天線子陣列的S11曲線Fig.8 Reflection coefficient of the four elements subarray S11

仿真得到天線上表面不同相位的表面電流分布如圖9所示。隨著相位的變化，饋電端口首先將電磁能量通過饋線網(wǎng)絡(luò)饋入天線基本輻射單元A，后通過1/4波長饋線進行了90°相位偏移饋入天線基本單元B，以此類推，從而每個基本輻射單元之間相位差為90°。在4 元陣列整體上輻射了同極化、同相位的電磁波，增強了增益、帶寬和圓極化指標(biāo)。電流強度隨著相位的變化進行順時針轉(zhuǎn)動，順時針的旋轉(zhuǎn)方向證明了輻射場的極化方式是左旋圓極化。

圖9 4元子陣列表面電流幅度分布Fig.9 Current animation on substrate surface of the four elements subarray

2.3 16元天線陣列設(shè)計

16 元天線陣的各段饋線的阻抗值、線寬、線長通過計算、仿真和最優(yōu)化后，如表2、表3所示。

表2 16元天線陣列直線段結(jié)構(gòu)參數(shù)Table 2 Parameters of the microstrip straight line for the sixteen elements antenna array

表3 16元天線陣列反正切饋電段結(jié)構(gòu)參數(shù)Table 3 Parameters of arctangent curve microstrip line for the sixteen elements antenna array

16 元天線陣表面不同相位的表面電流分布如圖10 所示。能量通過饋電端口經(jīng)過共面波導(dǎo)至微帶線過渡段后在功分器網(wǎng)絡(luò)中傳輸。隨著相位的增加，電流近似呈現(xiàn)逆時針旋轉(zhuǎn)分布趨勢。由于反正切曲線饋線的作用，4 元天線陣列的相位彼此之間相差180°，子陣列之間的反向布局使相位偏移在宏觀上呈現(xiàn)互相增強的效果，極大提升了圓極化軸比、帶寬、輻射對稱性和天線增益。

圖10 16元陣列表面電流幅度分布Fig.10 Current animation on substrate surface of the four‐teen antenna array

3 天線實例仿真與驗證

為了驗證天線設(shè)計方法的有效性，在綜合優(yōu)化參數(shù)的基礎(chǔ)上，根據(jù)表1～表3 所示參數(shù)制做了天線實物，如圖11 所示。天線采用了Gigalane 公司的2.4 mm 測試夾具G01SFB001 進行連接。使用德公司的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀N9952A（通過校準(zhǔn)件85056D校準(zhǔn)）進行測試，16 單元天線陣的回波損耗仿真與測量的對比如圖12 所示。在27.26～ 33.69 GHz 頻段處回波損耗曲線小于-10 dB，絕對帶寬為6.44 GHz (相對帶寬21.5%)，大大優(yōu)于天線基本輻射單元帶寬，略優(yōu)于4 元子陣列帶寬。測試結(jié)果在低頻段與仿真結(jié)果符合得很好，由于端口和天線之間阻抗的不匹配、實物天線制作不可避免的誤差和高頻下的邊緣效應(yīng)較強等因素，在高頻段測試結(jié)果與仿真結(jié)果相比略向上移動，但總體上測試結(jié)果與仿真結(jié)果符合得較好。

圖11 天線實物Fig.11 Prototype of the antenna array

圖12 16元天線陣列仿真和測試的S11曲線Fig.12 Measured and simulated reflection coefficient S11 of the sixteen elements antenna array

圖13 為通過緊湊型天線暗室LabExpress 2.0 測試和仿真分別得到的天線在XOZ面和YOZ面的輻射方向圖。在30 GHz 頻點處最大輻射方向的增益為17.2 dB，最大增益與第1 副瓣增益差接近7 dB，半功率波瓣寬度略大于14°，具有較好的方向性。

圖13 16元天線陣列的輻射方向圖Fig.13 Radiation pattern of the sixteen elements antenna array

16 元天線陣列在最大方向上的軸比與頻率關(guān)系曲線如圖14所示，3 dB軸比帶寬為28.4～ 30.8 GHz，在30 GHz頻點處，天線陣列的軸比為0.43 dB。

圖14 16元天線陣列最大輻射方向的軸比與頻率關(guān)系Fig.14 Axial ratio and truncated length relationship in the direction of maximum radiation for the sixteen ele‐ments antenna array

軸比測試時可能由于極化損失和測試條件的不確定性，造成測試結(jié)果整體略向上移動，但測試結(jié)果的變化趨勢整體上與仿真結(jié)果相同。

4 結(jié)論

1)順序旋轉(zhuǎn)饋電技術(shù)被證實可以實現(xiàn)Ka 波段寬帶圓極化微帶天線陣列。

2)通過一入四出的90°相移平面微波功分網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)方法，可以構(gòu)建圓極化天線陣的饋電網(wǎng)絡(luò)。通過基于直線和反三角正切函數(shù)混合微帶線結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)構(gòu)件平面順序旋轉(zhuǎn)饋電功分網(wǎng)絡(luò)。

3)角截斷正方形微帶貼片基本單元可以作為圓極化天線的基本輻射單元，其邊緣饋電的角截斷正方形微帶貼片天線邊長可以通過中心工作頻率、基板相對介電常數(shù)、基板厚度確定。

4)應(yīng)用順序旋轉(zhuǎn)饋電技術(shù)可以增強天線帶寬、增益和方向性。通過實測和仿真16 單元微帶天線陣列，得到天線陣列的工作頻段為27.26～33.69 GHz，在中心頻率處的增益為17.15 dB，驗證了結(jié)論。