基于權(quán)值構(gòu)建數(shù)據(jù)導(dǎo)頻的V2V信道估計(jì)算法

時(shí)穎，陳家樂，王桐，陳義平，馮馳

（1.哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001；2.黑龍江科技大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150022）

基于IEEE 802.11p協(xié)議的專用短程通信作為車載自組網(wǎng)（vehicular ad hoc networks，VANETs）的通信標(biāo)準(zhǔn)，可以用于車-車（vehicle-to-vehicle，V2V）通信確保協(xié)同駕駛安全［1］。由于無線信道傳輸特性與信息傳輸?shù)目煽啃躁P(guān)聯(lián)緊密，且車載高速移動(dòng)無線信道具有快時(shí)變、非平穩(wěn)等特性，因此能適應(yīng)高動(dòng)態(tài)環(huán)境的信道估計(jì)算法是VANETs保證數(shù)據(jù)可靠傳輸?shù)年P(guān)鍵環(huán)節(jié)。

IEEE 802.11p 協(xié)議幀結(jié)構(gòu)中的導(dǎo)頻數(shù)量不足以應(yīng)對(duì)具有高度動(dòng)態(tài)性與快速時(shí)變性的車聯(lián)網(wǎng)無線信道。為使導(dǎo)頻能夠完整恢復(fù)出頻域信道響應(yīng)，現(xiàn)有研究提供了多種信道估計(jì)策略。這些研究分為2類：1）變更IEEE 802.11p 協(xié)議的信道估計(jì)方案［2-4］；2）保留IEEE 802.11p 協(xié)議的信道估計(jì)方案［5-7］。在保留IEEE 802.11p 標(biāo)準(zhǔn)的信道估計(jì)方法中，常見的最小二乘（least squares，LS）估計(jì)在車聯(lián)網(wǎng)的快時(shí)變信道中性能表現(xiàn)不佳，因此結(jié)合維納濾波理論和均方誤 差（mean square error，MSE）準(zhǔn)則的約束以達(dá)到提升估計(jì)準(zhǔn)確度的目的，但因其假設(shè)參數(shù)的不確定性仍會(huì)造成只能獲得次優(yōu)解的可能［8］。時(shí)頻平均算法（spectral temporal averaging，STA）是一種估計(jì)信道動(dòng)態(tài)特性的方法，能夠用于緩解由V2V 信道的快時(shí)變特性帶來的影響［9］。雖然通過引入信道特征值提高算法精確度，但實(shí)際車輛通道環(huán)境復(fù)雜，更新參數(shù)獲取較為困難?；跀?shù)據(jù)導(dǎo)頻構(gòu)建（construct data pilot，CDP）的估計(jì)方法，利用數(shù)據(jù)符號(hào)構(gòu)造導(dǎo)頻，通過相鄰符號(hào)內(nèi)相關(guān)特性，以獲得比判決反饋方案和STA 方案更好的性能，尤其在較高信噪比區(qū)域表現(xiàn)明顯［10］。有關(guān)CDP的研究表明，導(dǎo)頻還能用于提供頻域平均［11］。

由于CDP估計(jì)方法針對(duì)時(shí)變信道具有較好的跟蹤特性，對(duì)于V2V通信具有一定的優(yōu)勢(shì)。但是，基于IEEE 802.11p的無線信道估計(jì)是基于前導(dǎo)碼，無法保證在城市和高速公路場(chǎng)景下的均衡，特別是對(duì)于長(zhǎng)度較長(zhǎng)的數(shù)據(jù)包。為此，本文針對(duì)V2V 通信的高動(dòng)態(tài)、快時(shí)變等不穩(wěn)定特性，通過引入權(quán)值因子進(jìn)行時(shí)域更新，并結(jié)合導(dǎo)頻提供的頻域平均重新構(gòu)造了CDP 方案的判決流程，構(gòu)建了一種權(quán)值型數(shù)據(jù)導(dǎo)頻構(gòu)建信道估計(jì)算法（weighted factor-constructed data pilot，wCDP），可達(dá)到提升V2V通信性能的目的。

1 系統(tǒng)與信道模型

1.1 系統(tǒng)模型

目前，廣泛應(yīng)用于車聯(lián)網(wǎng)的通信與網(wǎng)絡(luò)協(xié)議是IEEE 802.11p。為了能應(yīng)對(duì)高速移動(dòng)環(huán)境帶來的快速時(shí)變影響和更大的多徑時(shí)延，該協(xié)議通過將帶寬由20 MHz變?yōu)?0 MHz，來延長(zhǎng)符號(hào)持續(xù)時(shí)間，以克服由多徑傳輸造成的符號(hào)間干擾（inter-symbol in‐terference，ISI）?；贗EEE 802.11p 標(biāo)準(zhǔn)的具體系統(tǒng)參數(shù)如表1所示［12］，作為本文仿真參數(shù)依據(jù)。

表1 IEEE 802.11p標(biāo)準(zhǔn)參數(shù)Table 1 IEEE 802.11p standard parameters

IEEE 802.11p 協(xié)議在物理層傳輸采用正交頻分復(fù)用（onthogonal frequency division multiplexing，OFDM）技術(shù)，所以時(shí)域信號(hào)x(n)在經(jīng)過衰落信道傳輸后，其接收信號(hào)y(n)為：

式中：L為信道多徑數(shù)量；h(n,l)為時(shí)變多徑脈沖響應(yīng)；ω(n)為高斯白噪聲。文獻(xiàn)［13-14］研究發(fā)現(xiàn)，V2V通信信道的多普勒頻移造成的子載波間干擾（inter-car‐rier interference，ICI）可忽略不計(jì)。去除循環(huán)前綴并進(jìn)行離散傅里葉變換后的頻域接收信號(hào)Y(k)為：

式中：X(k)為發(fā)送信號(hào)頻域表示，k=0,1,…,N-1；H(k)為復(fù)衰落信道的頻域脈沖響應(yīng)；W(k)為高斯白噪聲的離散傅里葉變換，與X(k)相互獨(dú)立；N為系統(tǒng)子載波數(shù)。在IEEE 802.11p協(xié)議下的通信系統(tǒng)中，數(shù)個(gè)OFDM 符號(hào)組成一幀數(shù)據(jù)。因此，一幀內(nèi)的第m個(gè)OFDM符號(hào)可以寫為：

1.2 信道模型

基于幾何的信道模型［15］和抽頭延遲線（tap de‐lay line，TDL）模型［16］是目前最常用于仿真車聯(lián)網(wǎng)信道的2種模型。其中TDL模型相較于幾何模型更易實(shí)現(xiàn)，雖然是以準(zhǔn)確度為代價(jià)的，但TDL 模型仍能夠準(zhǔn)確描述V2V 信道特性［17］。因此，本文選擇TDL 模型。文獻(xiàn)［16］提供了6 種車聯(lián)網(wǎng)環(huán)境下的信道參數(shù)，其中包括3種V2V 場(chǎng)景和3 種V2I場(chǎng)景。本文主要對(duì)3 種V2V 通訊場(chǎng)景進(jìn)行研究分析，3 種V2V 分別是：高速公路中相向行駛的車車通信（V2V-expressway oncoming，V2V-EO）、城市峽谷中相向行駛的車車通信（V2V-urban canyon，V2VUCO）以及高速公路中同向行駛且道路兩旁存在大量散射體的車車通信（V2V-expressway same direc‐tion with wall，V2V-ESDW）［7］。通過在這3 種V2V通信場(chǎng)景下對(duì)比不同信道估計(jì)的性能，對(duì)提出的信道估計(jì)方案進(jìn)行仿真驗(yàn)證。其中V2V 通信場(chǎng)景的基本參數(shù)如表2所示。

表2 3種V2V通信場(chǎng)景的信道參數(shù)Table 2 Channel parameters in three V2V communication scenarios

2 wCDP信道估計(jì)算法

基于IEEE 802.11p 協(xié)議的接收機(jī)設(shè)計(jì)如圖1 所示，其中第3 部分是本文提出的wCDP 信道估計(jì)模塊，位于64 點(diǎn)快速傅里葉變換（fast Fourier trans‐form，F(xiàn)FT）的輸出端。在完成信道估計(jì)任務(wù)后，接收信號(hào)通過數(shù)據(jù)恢復(fù)來還原出初始信號(hào)，信道狀態(tài)估計(jì)結(jié)果直接對(duì)后續(xù)的解調(diào)、譯碼等操作產(chǎn)生關(guān)鍵影響，所以有必要盡可能地優(yōu)化信道估計(jì)。

圖1 IEEE 802.11p接收機(jī)Fig.1 IEEE 802.11p receiver block diagram

由于IEEE 802.11p 協(xié)議沿用了IEEE 802.11a 的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，所以在IEEE 802.11p 幀結(jié)構(gòu)中包含2 個(gè)相同的長(zhǎng)訓(xùn)練序列XT。通過對(duì)這2個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列分別進(jìn)行最小二乘估計(jì)后取平均，可以減輕信道噪聲對(duì)估計(jì)值的影響，估計(jì)值表示為：

2.1 算法流程

wCDP 算法的核心思想是利用頻域相鄰子載波間及時(shí)域相鄰正交頻分復(fù)用符號(hào)間的強(qiáng)相關(guān)特性來構(gòu)造數(shù)據(jù)導(dǎo)頻，通過引入權(quán)值因子p進(jìn)行時(shí)域更新，其具體實(shí)現(xiàn)流程如圖2所示。

圖2 wCDP算法流程Fig.2 wCDP algorithm flow diagram

2.2 工作原理

wCDP 算法主要由5 個(gè)模塊組成：均衡、構(gòu)建數(shù)據(jù)導(dǎo)頻、最小二乘估計(jì)、均衡解映射和判決。

2.2.1 均衡

2.2.2 構(gòu)建數(shù)據(jù)導(dǎo)頻

2.2.3 最小二乘估計(jì)

由于相位跟蹤導(dǎo)頻的相鄰子載波具有較高的相關(guān)性，因此將構(gòu)造的相位跟蹤導(dǎo)頻和原始已知的相位跟蹤導(dǎo)頻進(jìn)行比較，以決定這些區(qū)域中的信道響應(yīng)，這有助于提高整個(gè)系統(tǒng)的精度。為此，結(jié)合最小二乘估計(jì)算法，利用2個(gè)相鄰符號(hào)的信道相關(guān)特性，以達(dá)到減小剩余誤差的目的。通過數(shù)據(jù)導(dǎo)頻獲得第i個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的信道響應(yīng)為：

2.2.4 均衡解映射

盡管Hi(k)已是信道響應(yīng)的相對(duì)準(zhǔn)確估計(jì)，但是，仍可以通過信道的強(qiáng)相關(guān)特性來提高。因此，通過Hi(k) 用于均衡前一個(gè)接收的OFDM符號(hào)SR,i-1(k)，即：

為了進(jìn)行比較，SR,i-1(k)也由HwCDP,i-1(k)均衡，均衡結(jié)果表示為：

2.2.5 比較判決

wCDP 算法將錯(cuò)誤解映射結(jié)果Hi(k)與前一次估計(jì)結(jié)果HwCDP,i-1(k)按一定比重共同作為估計(jì)值，既兼顧了符號(hào)間強(qiáng)相關(guān)特性，又考慮本次估計(jì)值正確的可能性，該方案在圖2 算法流程中表示為決策2。此外，與CDP 算法只考慮相鄰數(shù)據(jù)符號(hào)在時(shí)域的相關(guān)性不同，wCDP 算法研究通過2 個(gè)相鄰的數(shù)據(jù)符號(hào)在頻域內(nèi)也具有強(qiáng)相關(guān)性，在時(shí)，得到信道響應(yīng)估計(jì)值HwCDP,i(k)，可以獲得優(yōu)于CDP方案的性能，在圖2算法流程中表示為決策1。

式中HSTA,i(k)為STA方案的信道估計(jì)結(jié)果。

式中Hupdate(k)為STA頻域平均［9］，即：

式中：權(quán)系數(shù)ωλ=1∕(2β+1)，2β+1 為平均的子載波；參數(shù)α和β由無線信道的相關(guān)特性來決定。

3 仿真及性能分析

本節(jié)對(duì)wCDP 信道估計(jì)算法在V2V 信道環(huán)境下的誤碼率（bit error rate，BER）和均方根誤差（root mean square error，RMSE）進(jìn)行仿真，系統(tǒng)帶寬設(shè)為10 MHz，采用52 個(gè)子載波，調(diào)制方案為QPSK，并將3 種信道模型的最大多普勒頻移參數(shù)取區(qū)間的最大值，其他系統(tǒng)參數(shù)及3 種V2V 信道仿真參數(shù)分別見表1、2。在仿真結(jié)果中對(duì)wCDP 與LS、DFT、STA 和CDP算法進(jìn)行性能分析與比較。

為獲取wCDP 方案的最佳性能，本文在V2VEO 信道下，采用不同權(quán)值p的wCDP 估計(jì)方案進(jìn)行性能仿真。圖3 為不同權(quán)值p下的wCDP 方案誤碼率和均方根誤差仿真結(jié)果。

圖3在綜合分析與權(quán)衡下發(fā)現(xiàn)，當(dāng)權(quán)值為0.8時(shí)，可以犧牲一點(diǎn)誤碼率性能來獲得RMSE性能相對(duì)較大的改善。RMSE是用來衡量一組數(shù)自身的離散程度，能很好地反映預(yù)測(cè)值誤差的實(shí)際情況。RMSE越小代表離散程度越低，穩(wěn)定性越強(qiáng)。所以為使wCDP方案達(dá)到性 能最優(yōu)，后續(xù)仿真中權(quán)值因子p值設(shè)定為0.8。接下來分別對(duì)基于LS、DFT、STA、CDP以及本文提出的wCDP信道估計(jì)方案在3種V2V 通信場(chǎng)景下的誤碼率性能進(jìn)行仿真分析與比較。

在V2V-EO 信道下，將最大多普勒頻移設(shè)置為1 200 Hz，并采用調(diào)制編碼方案MCS2。從圖4 中可以清楚地看出，在較低的信噪比區(qū)域下，STA方案的誤碼率性能優(yōu)于CDP 方案，而所提出的wCDP 方案的誤碼率性能同樣優(yōu)于CDP 方案，且與STA 方案接近。在信噪比較高的情況下，CDP 方案的誤碼率優(yōu)于STA 方案。這是因?yàn)樵谳^低的信噪比下，噪聲和干擾足夠強(qiáng)，足以將移動(dòng)到不正確的位置，從而導(dǎo)致解映射到錯(cuò)誤的星座點(diǎn)。信噪比的提高減少了這些不正確的解映射，所以CDP 方案在這種情況下表現(xiàn)更好。而與CDP 方案相比，wCDP 方案本身具有信噪比感知能力。這是因?yàn)樵跇?gòu)造數(shù)據(jù)導(dǎo)頻之后，會(huì)進(jìn)行最小二乘信道估計(jì)和STA均衡，從而降低到星座點(diǎn)的誤差解映射概率。結(jié)果表明，從信噪比大于26 dB 來看，CDP 和wCDP 的性能優(yōu)于STA。所以，wCDP的整體表現(xiàn)優(yōu)于CDP方案。

圖4 V2V-EO信道下的誤碼率性能Fig.4 BER performance under V2V-express oncoming cannel

對(duì)于V2V-UCO 通信模型，圖5 是多種不同信道估計(jì)方案的誤碼率性能仿真結(jié)果。顯然，本文提出的wCDP 方案的誤碼率性能要優(yōu)于CDP 方案，并且伴隨信噪比提升，wCDP 方案的誤碼率性能也愈加突出。在交通場(chǎng)景，隨著建筑和車輛的數(shù)量增加，傳輸信號(hào)的散射和反射也隨之增加，這種現(xiàn)象導(dǎo)致多徑衰落的數(shù)量增加［19］。圖6 為V2V-ESDW 信道下，不同方案的誤碼率性能曲線結(jié)果。

圖5 V2V-UCO信道下的誤碼率性能Fig.5 BER performance under V2V-urban canyon channel

圖6 V2V-ESDW信道下的誤碼率性能Fig.6 BER Performance under V2V-expressway same di‐rection with wall Channel

圖6仿真結(jié)果表明，在信噪比小于20 dB的情況下，STA 和wCDP方案的性能相當(dāng)。另一方面，在信噪比大于22 dB 的情況下，CDP 和wCDP 的性能優(yōu)于STA方案。

因此，綜合圖4～6 的仿真結(jié)果發(fā)現(xiàn)，當(dāng)多普勒頻移越高時(shí)，V2V 通道的時(shí)變特性越強(qiáng)時(shí)，隨著多普勒頻移的增加，CDP 在較高信噪比情況下表現(xiàn)出了更好的性能。其主要原因是CDP 算法考慮了相關(guān)特性，更適合高多普勒頻移。對(duì)于STA 方案，將參數(shù)α和β的值設(shè)置為2，可以達(dá)到STA 方案的最佳性能，且在低信噪比的情況下，頻域平均可以提高性能。本文提出的wCDP 方案在CDP 方案基礎(chǔ)之上，通過引入權(quán)值因子進(jìn)行時(shí)域更新，并結(jié)合導(dǎo)頻提供的頻域平均來對(duì)CDP 方案進(jìn)行改進(jìn)，仿真結(jié)果表明，wCDP 估計(jì)方案的誤碼率性能在3 種V2V 通信場(chǎng)景下較CDP 方案有明顯改善，并在較高信噪比區(qū)域，wCDP 比DFT、LS、STA 以及CDP 方案的誤碼率性能更優(yōu)。

圖7 是對(duì)3 種V2V 通信場(chǎng)景下，不同信道估計(jì)方案的均方根誤差RMSE 性能進(jìn)行仿真。在V2VEO信道下，STA、DFT和wCDP方案在信噪比為5 dB以內(nèi)的性能相近。當(dāng)信噪比等于5 dB 時(shí)，wCDP 方案的RMSE 的值約為0.192，DFT 的RMSE 的值近似0.202，wCDP 方案性能相對(duì)提升5.2%，這是由于DFT 忽略了時(shí)域信道響應(yīng)的含噪系數(shù)而導(dǎo)致的。繼續(xù)觀察可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)信噪比達(dá)到20 dB 時(shí)，wCDP方案的RMSE 的值近似為0.11，而STA 方案的RMSE 的值約為0.12，wCDP 的性能相對(duì)提升9.1%，且隨著信噪比的增加，性能提升更明顯。在信噪比為26 dB 時(shí)，STA 和CDP 方案的RMSE 值大致相似，DFT和LS方案的RMSE在0.19附近達(dá)到飽和，性能沒有進(jìn)一步改善。

圖7 3種V2V信道信道下的均方誤差性能比較Fig.7 Comparison of the RMSE performance under three V2V channel

在V2V-UCO 信道下，wCDP方案趨近于STA 方案的RMSE 性能，并在較高信噪比環(huán)境下，相較于STA 有所提升。在V2V-ESDW 環(huán)境下，wCDP 在信噪比約為15 dB 時(shí)，就表現(xiàn)出了比STA 方案更優(yōu)的性能。仿真結(jié)果表明，wCDP 信道估計(jì)方案的RMSE 性能始終優(yōu)于傳統(tǒng)的LS、DFT、STA 和CDP信道估計(jì)方案，預(yù)測(cè)值與真實(shí)值間的誤差越小，表明wCDP 信道估計(jì)方案能在高速場(chǎng)景下適應(yīng)不同幀長(zhǎng)的數(shù)據(jù)傳輸，具備更好的傳輸特性。

4 結(jié)論

1）在保持IEEE 802.11p協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)不變的前提下，本文提出的wCDP 算法利用頻域相鄰子載波間和時(shí)域相鄰正交頻分復(fù)用符號(hào)間的強(qiáng)相關(guān)特性，共同構(gòu)建數(shù)據(jù)導(dǎo)頻，提高了信道估計(jì)過程中數(shù)據(jù)更新的準(zhǔn)確性。

2）引入權(quán)值因子，對(duì)信道估計(jì)值動(dòng)態(tài)時(shí)域更新，通過動(dòng)態(tài)權(quán)重比調(diào)整前后時(shí)刻信道估計(jì)值所占比重，降低了估計(jì)誤差。

3）仿真結(jié)果表明，wCDP算法在高速移動(dòng)車-車通信信道環(huán)境，綜合分析，誤碼率和均方誤差性能均優(yōu)于CDP、STA、LS和DFT算法。